JP3499659B2 - 自励式スイッチング電源回路 - Google Patents
自励式スイッチング電源回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は自励式スイッチング
電源回路の高効率化について、特に、自励発振に伴う不
要な損失を低減させる回路方式に関する。
電源回路の高効率化について、特に、自励発振に伴う不
要な損失を低減させる回路方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源の駆動手段としては、
大別すると自励発振方式と他励発振方式が有り、前者の
自励発振方式は比較的小容量の電源装置に適用される。
自励発振によるスイッチング電源回路には様々な回路方
式が存在するが、本発明者は実願平３−２３１８３号に
おいて、図４に示すような自励式スイッチング電源回路
を提案した。図４に示す自励式スイッチング電源回路
は、以下の回路構成となっている。
大別すると自励発振方式と他励発振方式が有り、前者の
自励発振方式は比較的小容量の電源装置に適用される。
自励発振によるスイッチング電源回路には様々な回路方
式が存在するが、本発明者は実願平３−２３１８３号に
おいて、図４に示すような自励式スイッチング電源回路
を提案した。図４に示す自励式スイッチング電源回路
は、以下の回路構成となっている。
【０００３】入力端子１とアース間に、トランスＴの１
次巻線Ｎ１とＮＰＮ型トランジスタによる第１のスイッ
チングトランジスタＱ１との直列回路、抵抗Ｒ１とＮＰ
Ｎ型トランジスタによる第２のスイッチングトランジス
タＱ２との直列回路及び、フィルタコンデンサＣ１をそ
れぞれ接続する。１次巻線Ｎ１と第１スイッチングトラ
ンジスタＱ１の接続点（第１スイッチングトランジスタ
Ｑ１のコレクタ）と、抵抗Ｒ１と第２スイッチングトラ
ンジスタＱ２の接続点（第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２のコレクタ）との間に、第１スイッチングトランジ
スタＱ１側から順に、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３、抵抗
Ｒ２の直列回路を接続し、抵抗Ｒ２の第１スイッチング
トランジスタＱ１側の一端を第２スイッチングトランジ
スタＱ２のベースに、抵抗Ｒ２の第２スイッチングトラ
ンジスタＱ２側の一端を第１スイッチングトランジスタ
Ｑ１のベースにそれぞれ接続する。第２スイッチングト
ランジスタＱ２のベースとアースとの間には、ダイオー
ドＤ２と定電圧ダイオードＤ３の直列回路を、アース側
を定電圧ダイオードＤ３とし、互いのアノードを接続す
る形で接続する。
次巻線Ｎ１とＮＰＮ型トランジスタによる第１のスイッ
チングトランジスタＱ１との直列回路、抵抗Ｒ１とＮＰ
Ｎ型トランジスタによる第２のスイッチングトランジス
タＱ２との直列回路及び、フィルタコンデンサＣ１をそ
れぞれ接続する。１次巻線Ｎ１と第１スイッチングトラ
ンジスタＱ１の接続点（第１スイッチングトランジスタ
Ｑ１のコレクタ）と、抵抗Ｒ１と第２スイッチングトラ
ンジスタＱ２の接続点（第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２のコレクタ）との間に、第１スイッチングトランジ
スタＱ１側から順に、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３、抵抗
Ｒ２の直列回路を接続し、抵抗Ｒ２の第１スイッチング
トランジスタＱ１側の一端を第２スイッチングトランジ
スタＱ２のベースに、抵抗Ｒ２の第２スイッチングトラ
ンジスタＱ２側の一端を第１スイッチングトランジスタ
Ｑ１のベースにそれぞれ接続する。第２スイッチングト
ランジスタＱ２のベースとアースとの間には、ダイオー
ドＤ２と定電圧ダイオードＤ３の直列回路を、アース側
を定電圧ダイオードＤ３とし、互いのアノードを接続す
る形で接続する。
【０００４】トランスＴの交流用２次巻線Ｎ２の両端を
交流出力端子２ａ、２ｂにそれぞれ接続する。トランス
Ｔの直流用２次巻線Ｎ３の一端を整流用ダイオードＤ１
を介して直流出力端子３へ接続し、他端をアースに接続
する。ダイオードＤ１と直流出力端子３の接続点（ダイ
オードＤ１のカソード）とアースとの間に、平滑コンデ
ンサＣ３、分圧用の抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の直列回路、前
記接続点にカソードを接続するようにした定電圧ダイオ
ードＤ４と抵抗Ｒ５の直列回路をそれぞれ接続する。ベ
ースを抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の接続点へ、エミッタを定電
圧ダイオードＤ４のアノードへ、コレクタを抵抗Ｒ４を
介して抵抗Ｒ３の一端へ、それぞれ接続したトランジス
タＱ３を設け、このトランジスタＱ３、定電圧ダイオー
ドＤ４、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７により制御回路４を形成
する。
交流出力端子２ａ、２ｂにそれぞれ接続する。トランス
Ｔの直流用２次巻線Ｎ３の一端を整流用ダイオードＤ１
を介して直流出力端子３へ接続し、他端をアースに接続
する。ダイオードＤ１と直流出力端子３の接続点（ダイ
オードＤ１のカソード）とアースとの間に、平滑コンデ
ンサＣ３、分圧用の抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の直列回路、前
記接続点にカソードを接続するようにした定電圧ダイオ
ードＤ４と抵抗Ｒ５の直列回路をそれぞれ接続する。ベ
ースを抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の接続点へ、エミッタを定電
圧ダイオードＤ４のアノードへ、コレクタを抵抗Ｒ４を
介して抵抗Ｒ３の一端へ、それぞれ接続したトランジス
タＱ３を設け、このトランジスタＱ３、定電圧ダイオー
ドＤ４、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７により制御回路４を形成
する。
【０００５】以上のような構成とした回路の自励発振動
作の概略は以下のようであった。先ず、抵抗Ｒ１により
第１スイッチングトランジスタＱ１のベースにベース電
流が供給され、第１スイッチングトランジスタＱ１がオ
ン状態となる。この時、第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２のベース、エミッタ間は、動作開始に必要な順方向
バイアスを受けるに至らず、オフ状態となる。この第１
スイッチングトランジスタＱ１がオン状態となることで
１次巻線Ｎ１には直線的に増加する電流が流れ、同時
に、コンデンサＣ２には抵抗Ｒ３側を高電位とする充電
が行われる。
作の概略は以下のようであった。先ず、抵抗Ｒ１により
第１スイッチングトランジスタＱ１のベースにベース電
流が供給され、第１スイッチングトランジスタＱ１がオ
ン状態となる。この時、第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２のベース、エミッタ間は、動作開始に必要な順方向
バイアスを受けるに至らず、オフ状態となる。この第１
スイッチングトランジスタＱ１がオン状態となることで
１次巻線Ｎ１には直線的に増加する電流が流れ、同時
に、コンデンサＣ２には抵抗Ｒ３側を高電位とする充電
が行われる。
【０００６】コンデンサＣ２の充電の進行により第２ス
イッチングトランジスタＱ２のベース電位が上昇し、や
がて第２スイッチングトランジスタＱ２は導通状態とな
る。すると第１スイッチングトランジスタＱ１のベース
電流が減少し、これにより第１スイッチングトランジス
タＱ１のコレクタ電流が制限され、１次巻線Ｎ１にフラ
イバック電圧が発生することになる。この１次巻線Ｎ１
に発生したフライバック電圧はコンデンサＣ２と抵抗Ｒ
３を介して第２スイッチングトランジスタＱ２のベース
へ印加され、第２スイッチングトランジスタＱ２をオン
状態へと導く。そして第２スイッチングトランジスタＱ
２のオン状態への移行により第１スイッチングトランジ
スタＱ１のベース電位が低下し、第１スイッチングトラ
ンジスタＱ１はオフ状態へと移行する。
イッチングトランジスタＱ２のベース電位が上昇し、や
がて第２スイッチングトランジスタＱ２は導通状態とな
る。すると第１スイッチングトランジスタＱ１のベース
電流が減少し、これにより第１スイッチングトランジス
タＱ１のコレクタ電流が制限され、１次巻線Ｎ１にフラ
イバック電圧が発生することになる。この１次巻線Ｎ１
に発生したフライバック電圧はコンデンサＣ２と抵抗Ｒ
３を介して第２スイッチングトランジスタＱ２のベース
へ印加され、第２スイッチングトランジスタＱ２をオン
状態へと導く。そして第２スイッチングトランジスタＱ
２のオン状態への移行により第１スイッチングトランジ
スタＱ１のベース電位が低下し、第１スイッチングトラ
ンジスタＱ１はオフ状態へと移行する。
【０００７】第２スイッチングトランジスタＱ２がオン
状態にある間、第２スイッチングトランジスタＱ２には
１次巻線Ｎ１、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３を介してベー
ス電流が供給され、同時に、このベース電流によりコン
デンサＣ２は１次巻線Ｎ１側を高電位とする充電が行わ
れる。このコンデンサＣ２の充電が進行すると、やがて
第２スイッチングトランジスタＱ２はベース電流の減少
に伴ってオン状態を維持できなくなり、オフ状態へ移行
する。第２スイッチングトランジスタＱ２のオフ状態へ
の移行により、再び抵抗Ｒ１を介して第１スイッチング
トランジスタＱ１にベース電流が供給されるようにな
り、第１スイッチングトランジスタＱ１はオン状態へ移
行する。以上のような動作を繰り返して自励発振動作が
行われる。
状態にある間、第２スイッチングトランジスタＱ２には
１次巻線Ｎ１、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３を介してベー
ス電流が供給され、同時に、このベース電流によりコン
デンサＣ２は１次巻線Ｎ１側を高電位とする充電が行わ
れる。このコンデンサＣ２の充電が進行すると、やがて
第２スイッチングトランジスタＱ２はベース電流の減少
に伴ってオン状態を維持できなくなり、オフ状態へ移行
する。第２スイッチングトランジスタＱ２のオフ状態へ
の移行により、再び抵抗Ｒ１を介して第１スイッチング
トランジスタＱ１にベース電流が供給されるようにな
り、第１スイッチングトランジスタＱ１はオン状態へ移
行する。以上のような動作を繰り返して自励発振動作が
行われる。
【０００８】なおここで、制御回路４は、直流用２次巻
線Ｎ３に自励発振動作に伴って誘起された電圧をダイオ
ードＤ１及び平滑コンデンサＣ３で整流平滑して得られ
る直流電圧に応じて、トランジスタＱ３から抵抗Ｒ４を
介して抵抗Ｒ３の一端へ電流信号を供給する。この制御
回路４からの電流信号は第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２のベース電流として供給されることになり、コンデ
ンサＣ２の充放電速度を変化させるように作用する。そ
の結果、第２スイッチングトランジスタＱ２のオン期間
が変化し、第１スイッチングトランジスタＱ１のオンデ
ューティが制御され、出力電圧は一定の値に保持され
る。
線Ｎ３に自励発振動作に伴って誘起された電圧をダイオ
ードＤ１及び平滑コンデンサＣ３で整流平滑して得られ
る直流電圧に応じて、トランジスタＱ３から抵抗Ｒ４を
介して抵抗Ｒ３の一端へ電流信号を供給する。この制御
回路４からの電流信号は第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２のベース電流として供給されることになり、コンデ
ンサＣ２の充放電速度を変化させるように作用する。そ
の結果、第２スイッチングトランジスタＱ２のオン期間
が変化し、第１スイッチングトランジスタＱ１のオンデ
ューティが制御され、出力電圧は一定の値に保持され
る。
【０００９】このように図４に示す自励式スイッチング
電源回路は、コンデンサＣ２を介してなされる発振のた
めの交流帰還と、制御回路４を介してなされる直流出力
の定値制御のための直流帰還が第２スイッチングトラン
ジスタＱ２のベースに対して与えられ、この第２スイッ
チングトランジスタＱ２の動作で第１スイッチングトラ
ンジスタＱ１の動作を制御するよう構成されている。こ
れにより図４に示す自励式スイッチング電源回路には、
それまでのスイッチング電源回路に比べて、大電力用の
電源装置に使用し得る、ジッタ・ノイズの発生が無くな
る等の利点が存在した。
電源回路は、コンデンサＣ２を介してなされる発振のた
めの交流帰還と、制御回路４を介してなされる直流出力
の定値制御のための直流帰還が第２スイッチングトラン
ジスタＱ２のベースに対して与えられ、この第２スイッ
チングトランジスタＱ２の動作で第１スイッチングトラ
ンジスタＱ１の動作を制御するよう構成されている。こ
れにより図４に示す自励式スイッチング電源回路には、
それまでのスイッチング電源回路に比べて、大電力用の
電源装置に使用し得る、ジッタ・ノイズの発生が無くな
る等の利点が存在した。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】図４に示す回路におい
て、第１スイッチングトランジスタＱ１をオン状態とす
るのに必要なベース電流は抵抗Ｒ１によって供給されて
いる。そのため抵抗Ｒ１の抵抗値は、第１スイッチング
トランジスタＱ１に必要とされるベース電流ＩB1によっ
て決定されることになる。ところで、第１スイッチング
トランジスタＱ１がオフ状態、第２スイッチングトラン
ジスタＱ２がオン状態である場合、第２スイッチングト
ランジスタＱ２のコレクタには、入力電圧ＶINと抵抗Ｒ
１の抵抗値で決定される大きさの電流ＩC2が流れ、損失
発生の原因となっている。
て、第１スイッチングトランジスタＱ１をオン状態とす
るのに必要なベース電流は抵抗Ｒ１によって供給されて
いる。そのため抵抗Ｒ１の抵抗値は、第１スイッチング
トランジスタＱ１に必要とされるベース電流ＩB1によっ
て決定されることになる。ところで、第１スイッチング
トランジスタＱ１がオフ状態、第２スイッチングトラン
ジスタＱ２がオン状態である場合、第２スイッチングト
ランジスタＱ２のコレクタには、入力電圧ＶINと抵抗Ｒ
１の抵抗値で決定される大きさの電流ＩC2が流れ、損失
発生の原因となっている。
【００１１】図４に示す回路では、上記ベース電流ＩB1
とコレクタ電流ＩC2の関係は、ＩB1≒ＩC2となっている
が、第２スイッチングトランジスタＱ２のオン動作は第
１スイッチングトランジスタＱ１をオフ状態へ導くため
のものであり、本来、第２スイッチングトランジスタＱ
２のコレクタ電流ＩC2は微小な値で良い。すなわち図４
の回路では、第２スイッチングトランジスタＱ２のコレ
クタに必要以上の電流が流入することになり、このこと
が損失の増加を招き、スイッチング電源回路の効率を低
下させる原因となっていた。従って本発明は、この第２
スイッチングトランジスタに流入するコレクタ電流を減
少させることで自励発振に伴う不必要な損失を低減し、
もって、比較的大電力を扱える自励式スイッチング電源
回路の高効率化を果たすことを目的とする。
とコレクタ電流ＩC2の関係は、ＩB1≒ＩC2となっている
が、第２スイッチングトランジスタＱ２のオン動作は第
１スイッチングトランジスタＱ１をオフ状態へ導くため
のものであり、本来、第２スイッチングトランジスタＱ
２のコレクタ電流ＩC2は微小な値で良い。すなわち図４
の回路では、第２スイッチングトランジスタＱ２のコレ
クタに必要以上の電流が流入することになり、このこと
が損失の増加を招き、スイッチング電源回路の効率を低
下させる原因となっていた。従って本発明は、この第２
スイッチングトランジスタに流入するコレクタ電流を減
少させることで自励発振に伴う不必要な損失を低減し、
もって、比較的大電力を扱える自励式スイッチング電源
回路の高効率化を果たすことを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、マルチバイブ
レータを構成して交互にオン、オフ動作を行う第１と第
２のスイッチングトランジスタを有し、第１のスイッチ
ングトランジスタによってインダクタンス部品に流れる
電流を断続して所望の出力電圧を得る自励式スイッチン
グ電源回路において、該第２のスイッチングトランジス
タに同期して相補的にオン、オフ動作を行う第３のスイ
ッチングトランジスタを含むインピーダンス回路を、第
１のスイッチングトランジスタの制御端子を流れる電流
及び第２のスイッチングトランジスタの主電流路を流れ
る電流の電流路を形成する抵抗に対して並列に接続した
ことを特徴とする自励式スイッチング電源回路である。
レータを構成して交互にオン、オフ動作を行う第１と第
２のスイッチングトランジスタを有し、第１のスイッチ
ングトランジスタによってインダクタンス部品に流れる
電流を断続して所望の出力電圧を得る自励式スイッチン
グ電源回路において、該第２のスイッチングトランジス
タに同期して相補的にオン、オフ動作を行う第３のスイ
ッチングトランジスタを含むインピーダンス回路を、第
１のスイッチングトランジスタの制御端子を流れる電流
及び第２のスイッチングトランジスタの主電流路を流れ
る電流の電流路を形成する抵抗に対して並列に接続した
ことを特徴とする自励式スイッチング電源回路である。
【００１３】
【発明の実施の形態】入力端子とアースとの間に接続し
た抵抗Ｒ１と第２のスイッチングトランジスタＱ２との
直列回路の、その抵抗Ｒ１に対し、第２のスイッチング
トランジスタＱ２とはＰＮ極性が異なる第３のスイッチ
ングトランジスタＱ４と抵抗Ｒ９との直列回路を並列に
接続する。第３スイッチングトランジスタＱ４のベース
は、第２スイッチングトランジスタＱ２に同期して相補
的にオン、オフ動作を行うよう、コンデンサＣ４を介し
て抵抗Ｒ３の一端に接続する。
た抵抗Ｒ１と第２のスイッチングトランジスタＱ２との
直列回路の、その抵抗Ｒ１に対し、第２のスイッチング
トランジスタＱ２とはＰＮ極性が異なる第３のスイッチ
ングトランジスタＱ４と抵抗Ｒ９との直列回路を並列に
接続する。第３スイッチングトランジスタＱ４のベース
は、第２スイッチングトランジスタＱ２に同期して相補
的にオン、オフ動作を行うよう、コンデンサＣ４を介し
て抵抗Ｒ３の一端に接続する。
【００１４】ここで抵抗Ｒ９の抵抗値は、第１スイッチ
ングトランジスタＱ１をオン状態とするのに必要な大き
さのベース電流ＩB1が流れるような値に設定し、抵抗Ｒ
１の抵抗値は、第１スイッチングトランジスタＱ１を導
通状態に移行させるのに最低限必要な電流を流し、か
つ、抵抗Ｒ９の抵抗値より充分に大きな値に設定する。
すると第１スイッチングトランジスタＱ１がオン状態の
時には、そのベース電流ＩB1は抵抗Ｒ９で決定され、第
２スイッチングトランジスタＱ２がオン状態の時には、
そのコレクタ電流ＩC2は抵抗Ｒ１で決定されるようにな
り、ベース電流ＩB1とコレクタ電流ＩC2の関係はＩB1＞
ＩC2となる。従って、第２スイッチングトランジスタＱ
２に流入する電流に起因する、自励発振動作に伴う損失
が低減される。
ングトランジスタＱ１をオン状態とするのに必要な大き
さのベース電流ＩB1が流れるような値に設定し、抵抗Ｒ
１の抵抗値は、第１スイッチングトランジスタＱ１を導
通状態に移行させるのに最低限必要な電流を流し、か
つ、抵抗Ｒ９の抵抗値より充分に大きな値に設定する。
すると第１スイッチングトランジスタＱ１がオン状態の
時には、そのベース電流ＩB1は抵抗Ｒ９で決定され、第
２スイッチングトランジスタＱ２がオン状態の時には、
そのコレクタ電流ＩC2は抵抗Ｒ１で決定されるようにな
り、ベース電流ＩB1とコレクタ電流ＩC2の関係はＩB1＞
ＩC2となる。従って、第２スイッチングトランジスタＱ
２に流入する電流に起因する、自励発振動作に伴う損失
が低減される。
【００１５】
【実施例】本発明による自励式スイッチング電源回路の
第１の実施例の回路図を図１に示した。図１に示す回路
の構成は以下の通りである。なお、図１中の図４に示す
回路の構成要素と同じ構成要素には同一の符号を付与し
てある。入力端子１とアース間に、トランスＴの１次巻
線Ｎ１とＮＰＮ型トランジスタによる第１のスイッチン
グトランジスタＱ１との直列回路、抵抗Ｒ１とＮＰＮ型
トランジスタによる第２のスイッチングトランジスタＱ
２との直列回路及び、フィルタコンデンサＣ１をそれぞ
れ接続する。
第１の実施例の回路図を図１に示した。図１に示す回路
の構成は以下の通りである。なお、図１中の図４に示す
回路の構成要素と同じ構成要素には同一の符号を付与し
てある。入力端子１とアース間に、トランスＴの１次巻
線Ｎ１とＮＰＮ型トランジスタによる第１のスイッチン
グトランジスタＱ１との直列回路、抵抗Ｒ１とＮＰＮ型
トランジスタによる第２のスイッチングトランジスタＱ
２との直列回路及び、フィルタコンデンサＣ１をそれぞ
れ接続する。
【００１６】１次巻線Ｎ１と第１スイッチングトランジ
スタＱ１の接続点（第１スイッチングトランジスタＱ１
のコレクタ）と、抵抗Ｒ１と第２スイッチングトランジ
スタＱ２の接続点（第２スイッチングトランジスタＱ２
のコレクタ）との間に、第１スイッチングトランジスタ
Ｑ１側から順に、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ２
の直列回路を接続し、抵抗Ｒ２の第１スイッチングトラ
ンジスタＱ１側の一端を第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２のベースに、抵抗Ｒ２の第２スイッチングトランジ
スタＱ２側の一端を第１スイッチングトランジスタＱ１
のベースにそれぞれ接続する。第２スイッチングトラン
ジスタＱ２のベースとアースとの間には、ダイオードＤ
２と定電圧ダイオードＤ３の直列回路を、アース側を定
電圧ダイオードＤ３とし、互いのアノードを接続する形
で接続する。
スタＱ１の接続点（第１スイッチングトランジスタＱ１
のコレクタ）と、抵抗Ｒ１と第２スイッチングトランジ
スタＱ２の接続点（第２スイッチングトランジスタＱ２
のコレクタ）との間に、第１スイッチングトランジスタ
Ｑ１側から順に、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ２
の直列回路を接続し、抵抗Ｒ２の第１スイッチングトラ
ンジスタＱ１側の一端を第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２のベースに、抵抗Ｒ２の第２スイッチングトランジ
スタＱ２側の一端を第１スイッチングトランジスタＱ１
のベースにそれぞれ接続する。第２スイッチングトラン
ジスタＱ２のベースとアースとの間には、ダイオードＤ
２と定電圧ダイオードＤ３の直列回路を、アース側を定
電圧ダイオードＤ３とし、互いのアノードを接続する形
で接続する。
【００１７】トランスＴの交流用２次巻線Ｎ２の両端を
交流出力端子２ａ、２ｂにそれぞれ接続する。トランス
Ｔの直流用２次巻線Ｎ３の一端を整流用ダイオードＤ１
を介して直流出力端子３へ接続し、他端をアースに接続
する。ダイオードＤ１と直流出力端子３の接続点（ダイ
オードＤ１のカソード）とアースとの間に、平滑コンデ
ンサＣ３、分圧用の抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の直列回路、前
記接続点にカソードを接続するようにした定電圧ダイオ
ードＤ４と抵抗Ｒ５の直列回路をそれぞれ接続する。ベ
ースを抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の接続点へ、エミッタを定電
圧ダイオードＤ４のアノードへ、コレクタを抵抗Ｒ４を
介して抵抗Ｒ３の一端へ、それぞれ接続したトランジス
タＱ３を設け、このトランジスタＱ３、定電圧ダイオー
ドＤ４、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７により制御回路４を形成
する。
交流出力端子２ａ、２ｂにそれぞれ接続する。トランス
Ｔの直流用２次巻線Ｎ３の一端を整流用ダイオードＤ１
を介して直流出力端子３へ接続し、他端をアースに接続
する。ダイオードＤ１と直流出力端子３の接続点（ダイ
オードＤ１のカソード）とアースとの間に、平滑コンデ
ンサＣ３、分圧用の抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の直列回路、前
記接続点にカソードを接続するようにした定電圧ダイオ
ードＤ４と抵抗Ｒ５の直列回路をそれぞれ接続する。ベ
ースを抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の接続点へ、エミッタを定電
圧ダイオードＤ４のアノードへ、コレクタを抵抗Ｒ４を
介して抵抗Ｒ３の一端へ、それぞれ接続したトランジス
タＱ３を設け、このトランジスタＱ３、定電圧ダイオー
ドＤ４、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７により制御回路４を形成
する。
【００１８】さらに抵抗Ｒ１に対して並列に、ＰＮＰ型
トランジスタによる第３のスイッチングトランジスタＱ
４と抵抗Ｒ９との直列回路を接続する。第３スイッチン
グトランジスタＱ４のベースはコンデンサＣ４を介して
抵抗Ｒ３の一端に接続する。第３スイッチングトランジ
スタＱ４のベース、エミッタ間に、コンデンサＣ４の放
電路形成用のダイオードＤ６を接続する。コンデンサＣ
２の抵抗Ｒ３側の一端と第２のスイッチングトランジス
タＱ２のベースとの間に抵抗Ｒ８とダイオードＤ５の直
列回路を接続する。
トランジスタによる第３のスイッチングトランジスタＱ
４と抵抗Ｒ９との直列回路を接続する。第３スイッチン
グトランジスタＱ４のベースはコンデンサＣ４を介して
抵抗Ｒ３の一端に接続する。第３スイッチングトランジ
スタＱ４のベース、エミッタ間に、コンデンサＣ４の放
電路形成用のダイオードＤ６を接続する。コンデンサＣ
２の抵抗Ｒ３側の一端と第２のスイッチングトランジス
タＱ２のベースとの間に抵抗Ｒ８とダイオードＤ５の直
列回路を接続する。
【００１９】以上のような構成とした図１に示すスイッ
チング電源回路の自励発振動作の概略は以下のようにな
る。なお、以下の説明で導通状態とは、そのベースに流
れる電流によりトランジスタのコレクタ、エミッタ端子
に電流は流れるが、コレクタ、エミッタ間にある程度の
抵抗を有する状態であり、換言すれば、小さいベース電
流でトランジスタが非飽和領域で動作している状態のこ
とを言うものとする。またオン状態とは、トランジスタ
のコレクタ、エミッタ間に抵抗がほとんど無い状態であ
り、換言すれば、大きなベース電流によりトランジスタ
が飽和領域で動作している状態のことを言うものとす
る。
チング電源回路の自励発振動作の概略は以下のようにな
る。なお、以下の説明で導通状態とは、そのベースに流
れる電流によりトランジスタのコレクタ、エミッタ端子
に電流は流れるが、コレクタ、エミッタ間にある程度の
抵抗を有する状態であり、換言すれば、小さいベース電
流でトランジスタが非飽和領域で動作している状態のこ
とを言うものとする。またオン状態とは、トランジスタ
のコレクタ、エミッタ間に抵抗がほとんど無い状態であ
り、換言すれば、大きなベース電流によりトランジスタ
が飽和領域で動作している状態のことを言うものとす
る。
【００２０】先ず、抵抗Ｒ１により第１スイッチングト
ランジスタＱ１にベース電流が供給され、第１スイッチ
ングトランジスタＱ１は導通状態に移行する。するとコ
ンデンサＣ４、コンデンサＣ２を介する経路で第３スイ
ッチングトランジスタＱ４のベース電流が流れ始め、第
３スイッチングトランジスタＱ４がオン状態となる。こ
れにより抵抗Ｒ９に電流が流れ、この電流が第１スイッ
チングトランジスタＱ１のベース電流に加わり、第１ス
イッチングトランジスタＱ１はオン状態へと移行する。
第１スイッチングトランジスタＱ１がオン状態となるこ
とで１次巻線Ｎ１には直線的に増加する電流が流れ、同
時に、コンデンサＣ２には抵抗Ｒ３側を高電位とする充
電が行われる。ここで第２スイッチングトランジスタＱ
２はオフ状態となる。
ランジスタＱ１にベース電流が供給され、第１スイッチ
ングトランジスタＱ１は導通状態に移行する。するとコ
ンデンサＣ４、コンデンサＣ２を介する経路で第３スイ
ッチングトランジスタＱ４のベース電流が流れ始め、第
３スイッチングトランジスタＱ４がオン状態となる。こ
れにより抵抗Ｒ９に電流が流れ、この電流が第１スイッ
チングトランジスタＱ１のベース電流に加わり、第１ス
イッチングトランジスタＱ１はオン状態へと移行する。
第１スイッチングトランジスタＱ１がオン状態となるこ
とで１次巻線Ｎ１には直線的に増加する電流が流れ、同
時に、コンデンサＣ２には抵抗Ｒ３側を高電位とする充
電が行われる。ここで第２スイッチングトランジスタＱ
２はオフ状態となる。
【００２１】コンデンサＣ２の充電の進行により第２ス
イッチングトランジスタＱ２のベース電位が上昇し、や
がて第２スイッチングトランジスタＱ２は導通状態とな
る。すると第１スイッチングトランジスタＱ１のベース
電流が減少し、これにより第１スイッチングトランジス
タＱ１のコレクタ電流が制限され、１次巻線Ｎ１にフラ
イバック電圧が発生することになる。この１次巻線Ｎ１
に発生したフライバック電圧はコンデンサＣ２と抵抗Ｒ
３を介して第２スイッチングトランジスタＱ２のベース
に印加され、第２スイッチングトランジスタＱ２をオン
状態へと導き、また、コンデンサＣ２とコンデンサＣ４
を介して第３スイッチングトランジスタＱ４のベースに
印加され、第３スイッチングトランジスタＱ４をオフ状
態へと導く。そして第２スイッチングトランジスタＱ２
のオン状態への移行により第１スイッチングトランジス
タＱ１のベース電位が低下し、第１スイッチングトラン
ジスタＱ１はオフ状態へ移行する。
イッチングトランジスタＱ２のベース電位が上昇し、や
がて第２スイッチングトランジスタＱ２は導通状態とな
る。すると第１スイッチングトランジスタＱ１のベース
電流が減少し、これにより第１スイッチングトランジス
タＱ１のコレクタ電流が制限され、１次巻線Ｎ１にフラ
イバック電圧が発生することになる。この１次巻線Ｎ１
に発生したフライバック電圧はコンデンサＣ２と抵抗Ｒ
３を介して第２スイッチングトランジスタＱ２のベース
に印加され、第２スイッチングトランジスタＱ２をオン
状態へと導き、また、コンデンサＣ２とコンデンサＣ４
を介して第３スイッチングトランジスタＱ４のベースに
印加され、第３スイッチングトランジスタＱ４をオフ状
態へと導く。そして第２スイッチングトランジスタＱ２
のオン状態への移行により第１スイッチングトランジス
タＱ１のベース電位が低下し、第１スイッチングトラン
ジスタＱ１はオフ状態へ移行する。
【００２２】第２スイッチングトランジスタＱ２がオン
状態にある間、第２スイッチングトランジスタＱ２には
１次巻線Ｎ１、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３を介してベー
ス電流が供給され、同時に、このベース電流によりコン
デンサＣ２は１次巻線Ｎ１側を高電位とする充電が行わ
れる。このコンデンサＣ２の充電が進行すると、やがて
第２スイッチングトランジスタＱ２はベース電流の減少
に伴ってオン状態を維持できなくなり、オフ状態へ移行
する。第２スイッチングトランジスタＱ２のオフ状態へ
の移行により、再び抵抗Ｒ１を介して第１スイッチング
トランジスタＱ１にベース電流が供給されるようにな
り、第１スイッチングトランジスタＱ１は導通状態とな
る。そしてコンデンサＣ４、Ｃ２の経路でベース電流が
流れて第３スイッチングトランジスタＱ４がオン状態と
なり、抵抗Ｒ９に電流が流れて第１スイッチングトラン
ジスタＱ１がオン状態へ移行する。以上の動作を繰り返
して自励発振動作が行われることになる。
状態にある間、第２スイッチングトランジスタＱ２には
１次巻線Ｎ１、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３を介してベー
ス電流が供給され、同時に、このベース電流によりコン
デンサＣ２は１次巻線Ｎ１側を高電位とする充電が行わ
れる。このコンデンサＣ２の充電が進行すると、やがて
第２スイッチングトランジスタＱ２はベース電流の減少
に伴ってオン状態を維持できなくなり、オフ状態へ移行
する。第２スイッチングトランジスタＱ２のオフ状態へ
の移行により、再び抵抗Ｒ１を介して第１スイッチング
トランジスタＱ１にベース電流が供給されるようにな
り、第１スイッチングトランジスタＱ１は導通状態とな
る。そしてコンデンサＣ４、Ｃ２の経路でベース電流が
流れて第３スイッチングトランジスタＱ４がオン状態と
なり、抵抗Ｒ９に電流が流れて第１スイッチングトラン
ジスタＱ１がオン状態へ移行する。以上の動作を繰り返
して自励発振動作が行われることになる。
【００２３】以上の動作から分かるように、第２スイッ
チングトランジスタＱ２がオン状態の時に流入するコレ
クタ電流は抵抗Ｒ１によって決定され、第１スイッチン
グトランジスタＱ１をオン状態にするためのベース電流
は主として抵抗Ｒ９によって決定される。ここで抵抗Ｒ
９の抵抗値は、第１スイッチングトランジスタＱ１をオ
ン状態とするのに必要な大きさのベース電流ＩB1が流れ
るような値に設定し、抵抗Ｒ１の抵抗値は、第１スイッ
チングトランジスタＱ１を導通状態に移行させるのに最
低限必要な電流を流し、かつ、抵抗Ｒ９の抵抗値より充
分に大きな値に設定する。すると（抵抗Ｒ１の抵抗値）
＞（抵抗Ｒ９の抵抗値）という関係から、第１スイッチ
ングトランジスタＱ１のベース電流ＩB1と第２スイッチ
ングトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC2はＩB1＞ＩC2
の関係となる。
チングトランジスタＱ２がオン状態の時に流入するコレ
クタ電流は抵抗Ｒ１によって決定され、第１スイッチン
グトランジスタＱ１をオン状態にするためのベース電流
は主として抵抗Ｒ９によって決定される。ここで抵抗Ｒ
９の抵抗値は、第１スイッチングトランジスタＱ１をオ
ン状態とするのに必要な大きさのベース電流ＩB1が流れ
るような値に設定し、抵抗Ｒ１の抵抗値は、第１スイッ
チングトランジスタＱ１を導通状態に移行させるのに最
低限必要な電流を流し、かつ、抵抗Ｒ９の抵抗値より充
分に大きな値に設定する。すると（抵抗Ｒ１の抵抗値）
＞（抵抗Ｒ９の抵抗値）という関係から、第１スイッチ
ングトランジスタＱ１のベース電流ＩB1と第２スイッチ
ングトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩC2はＩB1＞ＩC2
の関係となる。
【００２４】従って図１に示す回路は、ＩB1≒ＩC2の関
係にある図４に示す回路に比べて第２スイッチングトラ
ンジスタＱ２において発生する損失が小さくなり、その
結果、自励発振に伴う損失が低減され、高効率化が望め
るようになる。ちなみに、諸定数を同一とした図１と図
４に示す自励式スイッチング電源回路の試験回路を作製
し、比較実験を行ったところ、入力電圧ＶIN＝１２Ｖ、
出力電圧ＶO ＝５０Ｖ、出力電力ＷO ＝６Ｗの条件にお
いて、本発明による図１の回路の方が５％もの効率向上
が認められている。なお図１において、ダイオードＤ５
と抵抗Ｒ８の直列回路は第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２の動作速度の向上を図るための構成要素であり、回
路中から除かれても構わない。またダイオードＤ６及び
ダイオードＤ２と定電圧ダイオードＤ３の直列回路は、
仕様によっては回路から除かれる。
係にある図４に示す回路に比べて第２スイッチングトラ
ンジスタＱ２において発生する損失が小さくなり、その
結果、自励発振に伴う損失が低減され、高効率化が望め
るようになる。ちなみに、諸定数を同一とした図１と図
４に示す自励式スイッチング電源回路の試験回路を作製
し、比較実験を行ったところ、入力電圧ＶIN＝１２Ｖ、
出力電圧ＶO ＝５０Ｖ、出力電力ＷO ＝６Ｗの条件にお
いて、本発明による図１の回路の方が５％もの効率向上
が認められている。なお図１において、ダイオードＤ５
と抵抗Ｒ８の直列回路は第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２の動作速度の向上を図るための構成要素であり、回
路中から除かれても構わない。またダイオードＤ６及び
ダイオードＤ２と定電圧ダイオードＤ３の直列回路は、
仕様によっては回路から除かれる。
【００２５】また図１において、第３のスイッチングト
ランジスタＱ４のベースは、コンデンサＣ４を介して抵
抗Ｒ３のコンデンサＣ２側の一端に接続しているが、抵
抗Ｒ３の抵抗Ｒ２側の一端、あるいは１次巻線Ｎ１と第
１スイッチングトランジスタＱ１の接続点に接続しても
動作は同じものとなり、場合によっては、第３スイッチ
ングトランジスタＱ４のベース電流を制限するために、
コンデンサＣ４に直列に抵抗素子を接続することもあ
る。さらに、制御回路４からの電流信号は、抵抗Ｒ４を
介して抵抗Ｒ３のコンデンサＣ２側の一端に供給されて
いるが、抵抗Ｒ３の抵抗Ｒ２側の一端に供給しても良
い。そして図１の回路ではトランスＴに交流用２次巻線
Ｎ２が設けられているが、交流出力が不要であればこれ
を省略し、１次巻線Ｎ１の他には直流用２次巻線Ｎ３の
みを有する構成としても構わない。
ランジスタＱ４のベースは、コンデンサＣ４を介して抵
抗Ｒ３のコンデンサＣ２側の一端に接続しているが、抵
抗Ｒ３の抵抗Ｒ２側の一端、あるいは１次巻線Ｎ１と第
１スイッチングトランジスタＱ１の接続点に接続しても
動作は同じものとなり、場合によっては、第３スイッチ
ングトランジスタＱ４のベース電流を制限するために、
コンデンサＣ４に直列に抵抗素子を接続することもあ
る。さらに、制御回路４からの電流信号は、抵抗Ｒ４を
介して抵抗Ｒ３のコンデンサＣ２側の一端に供給されて
いるが、抵抗Ｒ３の抵抗Ｒ２側の一端に供給しても良
い。そして図１の回路ではトランスＴに交流用２次巻線
Ｎ２が設けられているが、交流出力が不要であればこれ
を省略し、１次巻線Ｎ１の他には直流用２次巻線Ｎ３の
みを有する構成としても構わない。
【００２６】図２は本発明による自励式スイッチング電
源回路の第２の実施例であり、前出の図１がトランスを
使用した回路方式であるのに対し、図２はトランスを使
用しない昇圧コンバータの回路方式の構成としたもので
ある。すなわち図２では、トランスＴを省略し、入力端
子１と第１スイッチングトランジスタＱ１のコレクタと
の間にチョークコイルＬ１を接続し、整流用ダイオード
Ｄ１のアノードを直接、第１スイッチングトランジスタ
Ｑ１のコレクタへ接続し、さらに交流用２次巻線Ｎ２を
設けずに直流出力専用とした回路構成としている。図２
の回路の上記以外の構成は図１の回路と同一であり、基
本的な自励発振動作も同じものとなる。
源回路の第２の実施例であり、前出の図１がトランスを
使用した回路方式であるのに対し、図２はトランスを使
用しない昇圧コンバータの回路方式の構成としたもので
ある。すなわち図２では、トランスＴを省略し、入力端
子１と第１スイッチングトランジスタＱ１のコレクタと
の間にチョークコイルＬ１を接続し、整流用ダイオード
Ｄ１のアノードを直接、第１スイッチングトランジスタ
Ｑ１のコレクタへ接続し、さらに交流用２次巻線Ｎ２を
設けずに直流出力専用とした回路構成としている。図２
の回路の上記以外の構成は図１の回路と同一であり、基
本的な自励発振動作も同じものとなる。
【００２７】図３は本発明による自励式スイッチング電
源回路の第３の実施例であり、トランスを使用しない極
性反転コンバータの回路方式の構成としたものである。
図３に示す回路は以下の構成となっている。なお、図３
中の図１に示す回路の構成要素と同一の機能を果たす構
成要素には、便宜的に同一の符号を付与してある。入力
端子１とアース間に、ＰＮＰ型トランジスタによる第１
のスイッチングトランジスタＱ１とチョークコイルＬ１
との直列回路、ＰＮＰ型トランジスタによる第２のスイ
ッチングトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１との直列回路及
び、フィルタコンデンサＣ１をそれぞれ接続する。
源回路の第３の実施例であり、トランスを使用しない極
性反転コンバータの回路方式の構成としたものである。
図３に示す回路は以下の構成となっている。なお、図３
中の図１に示す回路の構成要素と同一の機能を果たす構
成要素には、便宜的に同一の符号を付与してある。入力
端子１とアース間に、ＰＮＰ型トランジスタによる第１
のスイッチングトランジスタＱ１とチョークコイルＬ１
との直列回路、ＰＮＰ型トランジスタによる第２のスイ
ッチングトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１との直列回路及
び、フィルタコンデンサＣ１をそれぞれ接続する。
【００２８】第１スイッチングトランジスタＱ１とチョ
ークコイルＬ１の接続点（第１スイッチングトランジス
タＱ１のコレクタ）と、第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２と抵抗Ｒ１の接続点（第２スイッチングトランジス
タＱ２のコレクタ）との間に、第１スイッチングトラン
ジスタＱ１側から順に、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３、抵
抗Ｒ２の直列回路を接続し、抵抗Ｒ２の第１スイッチン
グトランジスタＱ１側の一端を第２スイッチングトラン
ジスタＱ２のベースに、抵抗Ｒ２の第２スイッチングト
ランジスタＱ２側の一端を第１スイッチングトランジス
タＱ１のベースにそれぞれ接続する。第２スイッチング
トランジスタＱ２のベースと入力端子１との間には、ダ
イオードＤ２と定電圧ダイオードＤ３の直列回路を、入
力端子１側を定電圧ダイオードＤ３とし、互いのカソー
ドを接続する形で接続する。
ークコイルＬ１の接続点（第１スイッチングトランジス
タＱ１のコレクタ）と、第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２と抵抗Ｒ１の接続点（第２スイッチングトランジス
タＱ２のコレクタ）との間に、第１スイッチングトラン
ジスタＱ１側から順に、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３、抵
抗Ｒ２の直列回路を接続し、抵抗Ｒ２の第１スイッチン
グトランジスタＱ１側の一端を第２スイッチングトラン
ジスタＱ２のベースに、抵抗Ｒ２の第２スイッチングト
ランジスタＱ２側の一端を第１スイッチングトランジス
タＱ１のベースにそれぞれ接続する。第２スイッチング
トランジスタＱ２のベースと入力端子１との間には、ダ
イオードＤ２と定電圧ダイオードＤ３の直列回路を、入
力端子１側を定電圧ダイオードＤ３とし、互いのカソー
ドを接続する形で接続する。
【００２９】第１スイッチングトランジスタＱ１のコレ
クタに整流用ダイオードＤ１のカソードを接続し、ダイ
オードＤ１のアノードを直流出力端子３に接続する。ダ
イオードＤ１のアノードとアース間に、平滑コンデンサ
Ｃ３、分圧用の抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の直列回路、ダイオ
ードＤ１のアノードにアノードを接続するようにした定
電圧ダイオードＤ４と抵抗Ｒ５の直列回路をそれぞれ接
続する。ベースを抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の接続点へ、エミ
ッタを定電圧ダイオードＤ４のカソードへ、コレクタを
抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ３の一端へ、それぞれ接続した
ＮＰＮ型トランジスタによるトランジスタＱ３を設け、
このトランジスタＱ３、定電圧ダイオードＤ４、抵抗Ｒ
５、Ｒ６、Ｒ７により制御回路４を形成する。
クタに整流用ダイオードＤ１のカソードを接続し、ダイ
オードＤ１のアノードを直流出力端子３に接続する。ダ
イオードＤ１のアノードとアース間に、平滑コンデンサ
Ｃ３、分圧用の抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の直列回路、ダイオ
ードＤ１のアノードにアノードを接続するようにした定
電圧ダイオードＤ４と抵抗Ｒ５の直列回路をそれぞれ接
続する。ベースを抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の接続点へ、エミ
ッタを定電圧ダイオードＤ４のカソードへ、コレクタを
抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ３の一端へ、それぞれ接続した
ＮＰＮ型トランジスタによるトランジスタＱ３を設け、
このトランジスタＱ３、定電圧ダイオードＤ４、抵抗Ｒ
５、Ｒ６、Ｒ７により制御回路４を形成する。
【００３０】さらに抵抗Ｒ１に対して並列に、ＮＰＮ型
トランジスタによる第３のスイッチングトランジスタＱ
４と抵抗Ｒ９との直列回路を接続する。第３スイッチン
グトランジスタＱ４のベースはコンデンサＣ４を介して
抵抗Ｒ３の一端に接続し、第３スイッチングトランジス
タＱ４のベースとアース間にダイオードＤ６を接続す
る。以上のような構成とした回路は、第１スイッチング
トランジスタＱ１と第２スイッチングトランジスタＱ２
がマルチバイブレータを構成して交互にオン、オフ動作
を繰り返し、このオン、オフ動作によってチョークコイ
ルＬ１の両端に現れる電圧を整流平滑することで、直流
出力端子３に負（逆極性）の電圧が得られることにな
る。図３に示す回路の自励発振動作は、トランジスタ、
ダイオード等のＰＮ極性が逆となっているため、電流の
流れる方向が逆となる箇所があるものの、基本的には図
１の回路において説明した動作と同じになる。
トランジスタによる第３のスイッチングトランジスタＱ
４と抵抗Ｒ９との直列回路を接続する。第３スイッチン
グトランジスタＱ４のベースはコンデンサＣ４を介して
抵抗Ｒ３の一端に接続し、第３スイッチングトランジス
タＱ４のベースとアース間にダイオードＤ６を接続す
る。以上のような構成とした回路は、第１スイッチング
トランジスタＱ１と第２スイッチングトランジスタＱ２
がマルチバイブレータを構成して交互にオン、オフ動作
を繰り返し、このオン、オフ動作によってチョークコイ
ルＬ１の両端に現れる電圧を整流平滑することで、直流
出力端子３に負（逆極性）の電圧が得られることにな
る。図３に示す回路の自励発振動作は、トランジスタ、
ダイオード等のＰＮ極性が逆となっているため、電流の
流れる方向が逆となる箇所があるものの、基本的には図
１の回路において説明した動作と同じになる。
【００３１】
【発明の効果】以上に説明したように本発明は、マルチ
バイブレータを構成する第１と第２のスイッチングトラ
ンジスタを有する電源回路の、第１のスイッチングトラ
ンジスタのベース電流及び第２のスイッチングトランジ
スタのコレクタ電流の電流路となる抵抗に対し、第２の
スイッチングトランジスタに同期して相補的にオン、オ
フ動作を行う第３のスイッチングトランジスタを含むイ
ンピーダンス回路を並列に接続するものである。この構
成により第１のスイッチングトランジスタをオン状態に
するのに必要なベース電流の供給を可能としながら、第
１のスイッチングトランジスタをオフ状態とする第２の
スイッチングトランジスタのコレクタ電流の抑制を可能
としている。従って、第２のスイッチングトランジスタ
のコレクタ電流に起因する、自励発振動作に伴う損失を
低減することができ、自励式スイッチング電源回路の高
効率化が実現できる。
バイブレータを構成する第１と第２のスイッチングトラ
ンジスタを有する電源回路の、第１のスイッチングトラ
ンジスタのベース電流及び第２のスイッチングトランジ
スタのコレクタ電流の電流路となる抵抗に対し、第２の
スイッチングトランジスタに同期して相補的にオン、オ
フ動作を行う第３のスイッチングトランジスタを含むイ
ンピーダンス回路を並列に接続するものである。この構
成により第１のスイッチングトランジスタをオン状態に
するのに必要なベース電流の供給を可能としながら、第
１のスイッチングトランジスタをオフ状態とする第２の
スイッチングトランジスタのコレクタ電流の抑制を可能
としている。従って、第２のスイッチングトランジスタ
のコレクタ電流に起因する、自励発振動作に伴う損失を
低減することができ、自励式スイッチング電源回路の高
効率化が実現できる。
【図１】 本発明による自励式スイッチング電源回路の
第１の実施例を示す回路図（トランス使用回路方式）。
第１の実施例を示す回路図（トランス使用回路方式）。
【図２】 本発明による自励式スイッチング電源回路の
第２の実施例を示す回路図（トランス不使用、昇圧回路
方式）。
第２の実施例を示す回路図（トランス不使用、昇圧回路
方式）。
【図３】 本発明による自励式スイッチング電源回路の
第３の実施例を示す回路図（トランス不使用、極性反転
回路方式）。
第３の実施例を示す回路図（トランス不使用、極性反転
回路方式）。
【図４】 実願平３−２３１８３号において提案した自
励式スイッチング電源回路の回路図。
励式スイッチング電源回路の回路図。
１ 入力端子（直流）
２ａ、２ｂ 交流出力端子
３ 直流出力端子
４ 制御回路
Ｑ１ 第１スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 第２スイッチングトランジスタ
Ｑ４ 第３スイッチングトランジスタ
Ｔ トランス
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ 交流用２次巻線
Ｎ３ 直流用２次巻線
Ｌ１ チョークコイル
Ｒ１ 電流路を形成する抵抗
Ｒ９ インピーダンス回路を形成する抵抗
Ｃ２ 交流帰還用のコンデンサ
Claims (5)
- 【請求項１】 マルチバイブレータを構成して交互にオ
ン、オフ動作を行う第１と第２のスイッチングトランジ
スタを有し、第１のスイッチングトランジスタによって
インダクタンス部品に流れる電流を断続して所望の出力
電圧を得る自励式スイッチング電源回路において、 該第２のスイッチングトランジスタに同期して相補的に
オン、オフ動作を行う第３のスイッチングトランジスタ
を含むインピーダンス回路を、第１のスイッチングトラ
ンジスタの制御端子を流れる電流及び第２のスイッチン
グトランジスタの主電流路を流れる電流の電流路を形成
する抵抗に対して並列に接続したことを特徴とする自励
式スイッチング電源回路。 - 【請求項２】 マルチバイブレータを構成して交互にオ
ン、オフ動作を行う第１と第２のスイッチングトランジ
スタを有し、第１のスイッチングトランジスタによって
インダクタンス部品に流れる電流を断続して所望の出力
電圧を得る自励式スイッチング電源回路において、 該インダクタンス部品と該第１のスイッチングトランジ
スタとの接続点から直流出力電圧を得るための電力を導
き、該第２のスイッチングトランジスタに同期して相補
的にオン、オフ動作を行う第３のスイッチングトランジ
スタを含むインピーダンス回路を、第１のスイッチング
トランジスタの制御端子を流れる電流及び第２のスイッ
チングトランジスタの主電流路を流れる電流の電流路を
形成する抵抗に対して並列に接続したことを特徴とする
自励式スイッチング電源回路。」 - 【請求項３】 前記インピーダンス回路の両端に現れる
第３のスイッチングトランジスタがオン状態の時におけ
る抵抗値を、前記第１のスイッチングトランジスタをオ
ン状態とするのに必要なベース電流を流すことが可能な
値に設定し、前記電流路を形成する抵抗の抵抗値を、該
インピーダンス回路の両端に現れる第３のスイッチング
トランジスタがオン状態の時における抵抗値より充分に
大きな値であり、かつ、該第１のスイッチングトランジ
スタを導通させるのに必要な最低限のベース電流を流す
ことが可能な値に設定したことを特徴とする、請求項
１、請求項２に記載の自励式スイッチング電源回路。 - 【請求項４】 前記インピーダンス回路が抵抗と第３の
スイッチングトランジスタの直列回路であることを特徴
とする、請求項１、請求項２あるいは請求項３に記載の
自励式スイッチング電源回路。 - 【請求項５】 前記第３のスイッチングトランジスタ
は、前記第２のスイッチングトランジスタとはＰＮ極性
が逆の素子であり、該第２のスイッチングトランジスタ
と実質同一の信号で駆動されることを特徴とする、請求
項１、請求項２、請求項３、請求項４のいずれかに記載
の自励式スイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24056395A JP3499659B2 (ja) | 1995-08-25 | 1995-08-25 | 自励式スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24056395A JP3499659B2 (ja) | 1995-08-25 | 1995-08-25 | 自励式スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0965663A JPH0965663A (ja) | 1997-03-07 |
| JP3499659B2 true JP3499659B2 (ja) | 2004-02-23 |
Family
ID=17061395
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24056395A Expired - Fee Related JP3499659B2 (ja) | 1995-08-25 | 1995-08-25 | 自励式スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3499659B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3653078B2 (ja) | 2002-12-12 | 2005-05-25 | 東光株式会社 | スイッチング定電流電源装置 |
-
1995
- 1995-08-25 JP JP24056395A patent/JP3499659B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0965663A (ja) | 1997-03-07 |
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