JPH0584157B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0584157B2 JPH0584157B2 JP60218760A JP21876085A JPH0584157B2 JP H0584157 B2 JPH0584157 B2 JP H0584157B2 JP 60218760 A JP60218760 A JP 60218760A JP 21876085 A JP21876085 A JP 21876085A JP H0584157 B2 JPH0584157 B2 JP H0584157B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- magnetic flux
- primary
- equation
- current
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 33
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 21
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は、誘導電動機の磁束を高精度に演算す
る方法に関する。 〔従来の技術〕 すべり周波数を検出することは、誘導電動機の
ベクトル制御にとつて必要なことである。 従来は、タコジエネレータやパルスジエネレー
タにより検出する方法が一般的であつたが、これ
らの検出器なしにすべり周波数を演算する研究が
行われている。 (1)式に示すように、すべり角周波数ωsは、２
次磁束（振幅）φ2と２次電流（振幅）i2により表
される。 ωs＝R2i2／φ2 ……(1)式 ここで、R2は２次抵抗である。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところが、２次磁束φ2と２次電流i2の演算には
以下の問題点があり、精度の良いすべり周波数の
演算が困難であつた。 １ 磁束演算の問題点 従来、誘導電動機（以下電動機と略称する）の
２次磁束の振幅は、第６図に示すように、電動機
端子電圧より１次抵抗及びもれインダクタンスに
よる電圧降下分を差し引いて求めた内部誘起電圧
を時間積分して求めていた。(2)式にこの演算式を
示す。 φ2＝｜∫｛v1−R1i1−ｌｄ／dti1｝dt｜ ＝｜∫｛v1−R1i1｝dt−li1｜ ……(2)式 ここに、φ2は２次磁束の振幅、v1は電動機端子
電圧ベクトル、i1は電動機１次電流ベクトル、R1
は１次抵抗値、ｌは全もれインダクタンスであ
る。 しかし、この演算により求められる２次磁束
は、以下に示す問題点があり、実用性に欠けてい
た。 ａ ドリフト、オフセツトにより低周波まで精度
良く積分できる積分器が作れない。 ｂ 積分器は過渡的に、その積分値に過渡現象を
生じるため、得られる磁束にも誤りが発生す
る。 ｃ １次抵抗の設定値と実際値に差異があると、
低周波域で磁束の演算精度が大きく低下する問
題がある。 (3)式に、一次抵抗ともれインダクタンスの設定
値と実際値が違う場合の、２次磁束の演算式を示
す。 φ^2＝｜∫｛v1−R* 1i1−l*ｄ／dti1｝dt｜ ＝｜∫｛（ｅ＋R^1i1＋l^ｄ／dti1） −R* 1i1−l*ｄ／dti1｝dt｜ ＝｜∫｛ｅ−ΔR1i1−Δlｄ／dti1｝dt｜ ＝｜∫｛ｅ−ΔR1i1｝dt−Δli1｜……(3)式 ここに、ΔR1＝R* 1−R^1，Δl＝l*−l^ φ2：演算により得られる２次磁束 R* 1，R^1：それぞれ１次抵抗の設定値、実際値 l*，l^：それぞれ全もインダクタンスの設定値、
実際値 ｅ：内部誘起電圧ベクトル (3)式を複素表現すると(4)式となる。 φ^2＝｜１／jω1｛ｅ−ΔR1i1｝−Δli1｜ ＝｜φ^0＋ｊΔR1i1／ω1−Δli1｜……(4)
式 φ^0：真の２次磁束ベクトル ω1：１次角周波数、ｊ：虚数単位 これにより、１次抵抗の設定値と実際値に差異
があると、低周波域において２次磁束の演算精度
が低下することがわかる。さらに、１次抵抗値は
モータ温度によつて大きく変化するため、実際上
１次抵抗の設定値を実際値に一致させることは困
難である。 ２ ２次電流演算の問題点 電動機の２次電流i2は(5)式で表される。 i2＝φ2×i1／｜φ2｜ ……(5)式 ここでφ2：２次磁束ベクトル、i1：１次電流
（ベクトル） ２次電流i2を演算するのに必要な２次磁束は前
記磁束演算の問題点に示した項目があるため、２
次電流も精度良く演算することができない。 本発明は、これら従来の問題点を鑑みて、積分
演算器を用いることなく電動機の電圧と電流から
２次磁束を直接演算する方法を採ることにより、
１次抵抗の影響を除去し、これによりすべり周波
数の演算精度を向上させるとともに電動機の制御
性を高めることを目的とするものである。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、１次電圧検出器及び１次電流検出器
によつて誘導電動機の１次電圧V1及び１次電流i1
をそれぞれ検出し、これらの検出値に基づいて無
効電力Preを演算し、得られた無効電力Preの絶対
値を１次角周波数ω1の絶対値で割算し、得られ
た値から全もれリアクタンスｌと１次電流i1の二
乗との積を減算し、その値に相互インダクタンス
Ｍを乗じた値の平方根を演算して２次磁束φ2を
求めることを特徴とする誘導電動機の磁束演算方
法である。 以下、本発明を具体的に説明する。 １ 磁束の演算 第２図に示す電動機の等価回路において、電動
機の無効電力の大きさ｜Pre｜は電圧と電流のベ
クトル積で求められ、(6)式で表される。 ｜Pre｜＝｜v1×i1｜ ＝｜（ｅ＋R1＋jω1li1）×i1｜ ＝｜ｅ×i1＋jω1li1 2｜ ……(6)式 i1：１次電流の振幅 その他は前述の通り (6)式には、１次抵抗に依存する項は無く、モー
タ温度に無関係なインダクタンス成分しか含まれ
ていない。これより、磁束を誘導すれば、１次抵
抗分に影響されない磁束が検出できることが予想
される。 ここで、ｅ＝jω1Minより、(6)式は更に(7)式に
変形できる。 ｜Pre｜＝｜jω1Min×i1＋jω1li1 2｜ ＝｜jω1Min 2＋jω1li1 2｜ ＝｜ω1｜（Min 2＋li1 2） ……(7)式 ここで、in：励磁電流ベクトル、in：励磁電流
の振幅、Ｍ：相互インダクタンス (7)式より、２次磁束は(8)式に示すように無効電
力からもれリアクタンスによる成分を除去して得
られる。
る方法に関する。 〔従来の技術〕 すべり周波数を検出することは、誘導電動機の
ベクトル制御にとつて必要なことである。 従来は、タコジエネレータやパルスジエネレー
タにより検出する方法が一般的であつたが、これ
らの検出器なしにすべり周波数を演算する研究が
行われている。 (1)式に示すように、すべり角周波数ωsは、２
次磁束（振幅）φ2と２次電流（振幅）i2により表
される。 ωs＝R2i2／φ2 ……(1)式 ここで、R2は２次抵抗である。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところが、２次磁束φ2と２次電流i2の演算には
以下の問題点があり、精度の良いすべり周波数の
演算が困難であつた。 １ 磁束演算の問題点 従来、誘導電動機（以下電動機と略称する）の
２次磁束の振幅は、第６図に示すように、電動機
端子電圧より１次抵抗及びもれインダクタンスに
よる電圧降下分を差し引いて求めた内部誘起電圧
を時間積分して求めていた。(2)式にこの演算式を
示す。 φ2＝｜∫｛v1−R1i1−ｌｄ／dti1｝dt｜ ＝｜∫｛v1−R1i1｝dt−li1｜ ……(2)式 ここに、φ2は２次磁束の振幅、v1は電動機端子
電圧ベクトル、i1は電動機１次電流ベクトル、R1
は１次抵抗値、ｌは全もれインダクタンスであ
る。 しかし、この演算により求められる２次磁束
は、以下に示す問題点があり、実用性に欠けてい
た。 ａ ドリフト、オフセツトにより低周波まで精度
良く積分できる積分器が作れない。 ｂ 積分器は過渡的に、その積分値に過渡現象を
生じるため、得られる磁束にも誤りが発生す
る。 ｃ １次抵抗の設定値と実際値に差異があると、
低周波域で磁束の演算精度が大きく低下する問
題がある。 (3)式に、一次抵抗ともれインダクタンスの設定
値と実際値が違う場合の、２次磁束の演算式を示
す。 φ^2＝｜∫｛v1−R* 1i1−l*ｄ／dti1｝dt｜ ＝｜∫｛（ｅ＋R^1i1＋l^ｄ／dti1） −R* 1i1−l*ｄ／dti1｝dt｜ ＝｜∫｛ｅ−ΔR1i1−Δlｄ／dti1｝dt｜ ＝｜∫｛ｅ−ΔR1i1｝dt−Δli1｜……(3)式 ここに、ΔR1＝R* 1−R^1，Δl＝l*−l^ φ2：演算により得られる２次磁束 R* 1，R^1：それぞれ１次抵抗の設定値、実際値 l*，l^：それぞれ全もインダクタンスの設定値、
実際値 ｅ：内部誘起電圧ベクトル (3)式を複素表現すると(4)式となる。 φ^2＝｜１／jω1｛ｅ−ΔR1i1｝−Δli1｜ ＝｜φ^0＋ｊΔR1i1／ω1−Δli1｜……(4)
式 φ^0：真の２次磁束ベクトル ω1：１次角周波数、ｊ：虚数単位 これにより、１次抵抗の設定値と実際値に差異
があると、低周波域において２次磁束の演算精度
が低下することがわかる。さらに、１次抵抗値は
モータ温度によつて大きく変化するため、実際上
１次抵抗の設定値を実際値に一致させることは困
難である。 ２ ２次電流演算の問題点 電動機の２次電流i2は(5)式で表される。 i2＝φ2×i1／｜φ2｜ ……(5)式 ここでφ2：２次磁束ベクトル、i1：１次電流
（ベクトル） ２次電流i2を演算するのに必要な２次磁束は前
記磁束演算の問題点に示した項目があるため、２
次電流も精度良く演算することができない。 本発明は、これら従来の問題点を鑑みて、積分
演算器を用いることなく電動機の電圧と電流から
２次磁束を直接演算する方法を採ることにより、
１次抵抗の影響を除去し、これによりすべり周波
数の演算精度を向上させるとともに電動機の制御
性を高めることを目的とするものである。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、１次電圧検出器及び１次電流検出器
によつて誘導電動機の１次電圧V1及び１次電流i1
をそれぞれ検出し、これらの検出値に基づいて無
効電力Preを演算し、得られた無効電力Preの絶対
値を１次角周波数ω1の絶対値で割算し、得られ
た値から全もれリアクタンスｌと１次電流i1の二
乗との積を減算し、その値に相互インダクタンス
Ｍを乗じた値の平方根を演算して２次磁束φ2を
求めることを特徴とする誘導電動機の磁束演算方
法である。 以下、本発明を具体的に説明する。 １ 磁束の演算 第２図に示す電動機の等価回路において、電動
機の無効電力の大きさ｜Pre｜は電圧と電流のベ
クトル積で求められ、(6)式で表される。 ｜Pre｜＝｜v1×i1｜ ＝｜（ｅ＋R1＋jω1li1）×i1｜ ＝｜ｅ×i1＋jω1li1 2｜ ……(6)式 i1：１次電流の振幅 その他は前述の通り (6)式には、１次抵抗に依存する項は無く、モー
タ温度に無関係なインダクタンス成分しか含まれ
ていない。これより、磁束を誘導すれば、１次抵
抗分に影響されない磁束が検出できることが予想
される。 ここで、ｅ＝jω1Minより、(6)式は更に(7)式に
変形できる。 ｜Pre｜＝｜jω1Min×i1＋jω1li1 2｜ ＝｜jω1Min 2＋jω1li1 2｜ ＝｜ω1｜（Min 2＋li1 2） ……(7)式 ここで、in：励磁電流ベクトル、in：励磁電流
の振幅、Ｍ：相互インダクタンス (7)式より、２次磁束は(8)式に示すように無効電
力からもれリアクタンスによる成分を除去して得
られる。
【化】
この(8)式は、１次抵抗分に影響されず、温度に
影響を受けない磁束を検出できることを示してい
る。 ２ ２次電流の演算 次に、２次電流の演算方法について述べる。 第２図に示す電動機の等価回路において、(9)
式、(10)式、(11)式が成立する。 vd＝R1in−ω1li2 ……(9)式 vq＝R1i2＋ω1lin＋ｅ ……(10)式 v1＝√d 2＋q 2 ……(11)式 ここに、vd：ｄ軸の１次電圧、vq：ｑ軸の１次
電圧、ｅ：２次誘起電圧、v1：１次電圧、R1：
１次抵抗値、ｌ：もれインダクタンス、in：励磁
電流、i2：２次電流、ω1：１次角周波数 (10)式において、ｅ＝ω1Minより(10)式は（12）式
に変形できる。 vq＝R1i2＋（Ｌ／Ｍ）ｅ ……(12)式 ここに、Ｍ：励磁インダクタンス、Ｌ＝Ｍ＋ｌ また、２次誘起電圧ｅ、２次電力P2及び２次
電流i2の間には（13）式の関係がある。 i2＝P2／ｅ ……(13)式 （12）式、（13）式より２次電流i2は（14）式
で表される。 i2＝P2／ｅ・R1i2＋（Ｌ／Ｍ）ｅ／vq ＝１／vq・｛Ｌ／ＭP2＋R1i2／ｅP2｝ ＝１／vq・｛Ｌ／ＭP2＋R1i2 2｝ ……(14)式 また、２次入力P2と１次入力P1との間には
（15）式が成立する。 P2＝P1−R1i1 2 ＝P1−R1in 2−R1i2 2 ……(15)式 （15）式を（14）式に代入して（16）式が誘導
される。 i2＝１／vq・｛Ｌ／Ｍ（P1−R1in 2−R1i2 2）＋R1i2 2
｝ ＝１／vq・｛Ｌ／Ｍ（P1−R1in 2）＋（１−Ｌ／Ｍ
）R1i2 2 ｝ ＝１／vq・｛Ｌ／Ｍ（P1−R1in 2）−ｌ／ＭR1i2 2｝ ……(16)式 （16）式をさらに変形すると（17）式が得られ
る。 ｛１＋ｌ／Ｍ・R1i2／vq｝i2＝Ｌ／Ｍ・P1−R1in 2／v
q ……(17)式 ここで、（11）式より
影響を受けない磁束を検出できることを示してい
る。 ２ ２次電流の演算 次に、２次電流の演算方法について述べる。 第２図に示す電動機の等価回路において、(9)
式、(10)式、(11)式が成立する。 vd＝R1in−ω1li2 ……(9)式 vq＝R1i2＋ω1lin＋ｅ ……(10)式 v1＝√d 2＋q 2 ……(11)式 ここに、vd：ｄ軸の１次電圧、vq：ｑ軸の１次
電圧、ｅ：２次誘起電圧、v1：１次電圧、R1：
１次抵抗値、ｌ：もれインダクタンス、in：励磁
電流、i2：２次電流、ω1：１次角周波数 (10)式において、ｅ＝ω1Minより(10)式は（12）式
に変形できる。 vq＝R1i2＋（Ｌ／Ｍ）ｅ ……(12)式 ここに、Ｍ：励磁インダクタンス、Ｌ＝Ｍ＋ｌ また、２次誘起電圧ｅ、２次電力P2及び２次
電流i2の間には（13）式の関係がある。 i2＝P2／ｅ ……(13)式 （12）式、（13）式より２次電流i2は（14）式
で表される。 i2＝P2／ｅ・R1i2＋（Ｌ／Ｍ）ｅ／vq ＝１／vq・｛Ｌ／ＭP2＋R1i2／ｅP2｝ ＝１／vq・｛Ｌ／ＭP2＋R1i2 2｝ ……(14)式 また、２次入力P2と１次入力P1との間には
（15）式が成立する。 P2＝P1−R1i1 2 ＝P1−R1in 2−R1i2 2 ……(15)式 （15）式を（14）式に代入して（16）式が誘導
される。 i2＝１／vq・｛Ｌ／Ｍ（P1−R1in 2−R1i2 2）＋R1i2 2
｝ ＝１／vq・｛Ｌ／Ｍ（P1−R1in 2）＋（１−Ｌ／Ｍ
）R1i2 2 ｝ ＝１／vq・｛Ｌ／Ｍ（P1−R1in 2）−ｌ／ＭR1i2 2｝ ……(16)式 （16）式をさらに変形すると（17）式が得られ
る。 ｛１＋ｌ／Ｍ・R1i2／vq｝i2＝Ｌ／Ｍ・P1−R1in 2／v
q ……(17)式 ここで、（11）式より
以下、本発明の実施例について説明する。第１
図は本発明を実施した演算回路であり、図中１は
電源、２は誘導電動機、３，４は電流検出器、５
は電圧検出器、６，７は３相−２相変換器、８〜
１５は乗算器、１６は絶対値回路、１７〜１９は
除算器、２０，２１は開平器、２２〜２５は増幅
器、２６は設定器、２７〜３２は加減算器であ
る。 この図において、３相−２相変換器６は、（20）
式に従い、電流をi〓，i〓の２相交流電流に変換す
るものである。 i〓＝iu｝ i〓＝１／√３（iv−１／２iu）｝ ……(20)式 また、３相−２相変換器７は（21）式に従い、
端子電圧（相電圧）をv〓，v〓の２相交流電圧に変
換する３相−２相変換器である。 v〓＝vu｝ v〓＝１／√３（vv−１／２vu）｝ ……(20)式 次に、第１図の回路の動作を説明する。 電圧検出器５で検出された電動機端子電圧（相
電圧）は３相−２相変換器７により２相の交流電
圧v〓，v〓に変換される。 電流検出器３，４で検出された１次電流は３相
−２相変換器６により２相の交流電流i〓，i〓に変
換される。 以下、磁束の演算、２次電流の演算に分けて説
明する。 ○ 磁束の演算 （22）式の演算を乗算器８，９、加減算器２８
で行い、無効電力Preを求める。 Pre＝v〓i〓−v〓i〓 ……(22)式 また、２相電流i〓，i〓は乗算器１２，１３、加
減算器２７により（23）式の演算を行い、１次電
流振幅の平方i1 2より（24）式の演算を絶対値回
路１６、除算器１７、加減算器３１、増幅器２
２，２４、開平器２０で行い、２次磁束φ2を求
める。
図は本発明を実施した演算回路であり、図中１は
電源、２は誘導電動機、３，４は電流検出器、５
は電圧検出器、６，７は３相−２相変換器、８〜
１５は乗算器、１６は絶対値回路、１７〜１９は
除算器、２０，２１は開平器、２２〜２５は増幅
器、２６は設定器、２７〜３２は加減算器であ
る。 この図において、３相−２相変換器６は、（20）
式に従い、電流をi〓，i〓の２相交流電流に変換す
るものである。 i〓＝iu｝ i〓＝１／√３（iv−１／２iu）｝ ……(20)式 また、３相−２相変換器７は（21）式に従い、
端子電圧（相電圧）をv〓，v〓の２相交流電圧に変
換する３相−２相変換器である。 v〓＝vu｝ v〓＝１／√３（vv−１／２vu）｝ ……(20)式 次に、第１図の回路の動作を説明する。 電圧検出器５で検出された電動機端子電圧（相
電圧）は３相−２相変換器７により２相の交流電
圧v〓，v〓に変換される。 電流検出器３，４で検出された１次電流は３相
−２相変換器６により２相の交流電流i〓，i〓に変
換される。 以下、磁束の演算、２次電流の演算に分けて説
明する。 ○ 磁束の演算 （22）式の演算を乗算器８，９、加減算器２８
で行い、無効電力Preを求める。 Pre＝v〓i〓−v〓i〓 ……(22)式 また、２相電流i〓，i〓は乗算器１２，１３、加
減算器２７により（23）式の演算を行い、１次電
流振幅の平方i1 2より（24）式の演算を絶対値回
路１６、除算器１７、加減算器３１、増幅器２
２，２４、開平器２０で行い、２次磁束φ2を求
める。
上述したように本発明によれば、誘導電動機の
端子電圧と電流から２次磁束を演算し、さらに２
次電流を演算してすべり周波数を演算することが
できるので、積分器を用いる従来の方法に比べ
て、低周波での制御精度が向上し、かつ１次抵抗
の影響が無くなるので、温度変化に対する誤差を
解消することができるなどの効果を奏するもので
ある。
端子電圧と電流から２次磁束を演算し、さらに２
次電流を演算してすべり周波数を演算することが
できるので、積分器を用いる従来の方法に比べ
て、低周波での制御精度が向上し、かつ１次抵抗
の影響が無くなるので、温度変化に対する誤差を
解消することができるなどの効果を奏するもので
ある。
第１図は本発明に係るすべり周波数演算回路
図、第２図は誘導電動機の等価回路図、第３図は
本発明のすべり周波数演算装置を用いたベクトル
制御装置のブロツク図、第４図及び第５図はそれ
ぞれ本発明と従来方式との制御特性を比較する説
明図、第６図は従来のすべり周波数演算装置の回
路図である。 １……電源、２……誘導電動機、３，４……電
流検出器、５……電圧検出器、６，７……３相−
２相変換器、８〜１５……乗算器、１６……絶対
値、１７〜１９……除算器、２０，２１……開平
器、２２〜２５……増幅器、２５……設定器、２
７〜３２……加減算器、４１……速度制御アン
プ、４２……周波数制御アンプ、４３……磁束制
御アンプ、４４……電流制御アンプ、４５……ベ
クトル演算器、４６……２次電流−２次磁束演算
装置、４７……ベクトル乗算器、４８……積分
器、４９……電流検出器、５０……電圧検出器、
５１……電圧フイルタ、５２，５３……除算器、
５４……増幅器、５５〜６０……加減算器、６１
……電源、６２……インバータ、６３……誘導電
動機。
図、第２図は誘導電動機の等価回路図、第３図は
本発明のすべり周波数演算装置を用いたベクトル
制御装置のブロツク図、第４図及び第５図はそれ
ぞれ本発明と従来方式との制御特性を比較する説
明図、第６図は従来のすべり周波数演算装置の回
路図である。 １……電源、２……誘導電動機、３，４……電
流検出器、５……電圧検出器、６，７……３相−
２相変換器、８〜１５……乗算器、１６……絶対
値、１７〜１９……除算器、２０，２１……開平
器、２２〜２５……増幅器、２５……設定器、２
７〜３２……加減算器、４１……速度制御アン
プ、４２……周波数制御アンプ、４３……磁束制
御アンプ、４４……電流制御アンプ、４５……ベ
クトル演算器、４６……２次電流−２次磁束演算
装置、４７……ベクトル乗算器、４８……積分
器、４９……電流検出器、５０……電圧検出器、
５１……電圧フイルタ、５２，５３……除算器、
５４……増幅器、５５〜６０……加減算器、６１
……電源、６２……インバータ、６３……誘導電
動機。
Claims (1)
- １ １次電圧検出器５及び１次電流検出器３，４
によつて誘導電動機の１次電圧V1及び１次電流i1
をそれぞれ検出し、これらの検出値に基づいて無
効電力Preを演算し、得られた無効電力Preの絶対
値を１次角周波数ω1の絶対値で割算し、得られ
た値から全もれリアクタンスｌと１次電流i1の二
乗との積を減算し、その値に相互インダクタンス
Ｍを乗じた値の平方根を演算して２次磁束φ2を
求めることを特徴とする誘導電動機の磁束演算方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60218760A JPS6277894A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | 誘導電動機の磁束演算方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60218760A JPS6277894A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | 誘導電動機の磁束演算方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6277894A JPS6277894A (ja) | 1987-04-10 |
| JPH0584157B2 true JPH0584157B2 (ja) | 1993-12-01 |
Family
ID=16724969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60218760A Granted JPS6277894A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | 誘導電動機の磁束演算方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6277894A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0751000B2 (ja) * | 1988-02-01 | 1995-05-31 | 富士電機株式会社 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
| JP2707680B2 (ja) * | 1989-02-09 | 1998-02-04 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機の速度演算装置及び速度制御装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5743586A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-11 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Slip angle frequency calculating device for induction motor |
-
1985
- 1985-09-30 JP JP60218760A patent/JPS6277894A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5743586A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-11 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Slip angle frequency calculating device for induction motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6277894A (ja) | 1987-04-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8450955B2 (en) | Alternating-current motor control apparatus | |
| JPH07108119B2 (ja) | 誘導電動機制御装置 | |
| JPS5953796B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JP2580101B2 (ja) | 誘導電動機制御システムの制御演算定数設定方法 | |
| JPH0584157B2 (ja) | ||
| Lipo | Analysis and control of torque pulsations in current fed induction motor drives | |
| JP2646633B2 (ja) | 誘導電動機の磁束演算方法 | |
| JPS5846959B2 (ja) | 回転電機の磁束検出装置 | |
| JP2634959B2 (ja) | 速度センサレス速度制御方式 | |
| JPS6243436B2 (ja) | ||
| JPS58133167A (ja) | ２つの電気的交流量の共通周波数を求めるための装置 | |
| JPS6047839B2 (ja) | 交流電動機の磁束検出装置 | |
| JP2738721B2 (ja) | 誘導電動機の速度制御装置 | |
| JPH0570395B2 (ja) | ||
| JP2712632B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| SU1053254A1 (ru) | Устройство дл определени электромагнитного момента асинхронного двигател | |
| JPH06101954B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP3074682B2 (ja) | センサレス速度制御方法 | |
| JP2893762B2 (ja) | 誘導電動機のすべり角周波数指令装置 | |
| JPH01174286A (ja) | かご形誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPH0154959B2 (ja) | ||
| JPS6042709B2 (ja) | 誘導電動機制御装置 | |
| JPS5872387A (ja) | 誘導電動機のベクトル制御方法および装置 | |
| JPH0531391B2 (ja) | ||
| JPS61128790A (ja) | 誘導電動機のすべり周波数演算装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |