JPH0578280B2 - - Google Patents
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- JPH0578280B2 JPH0578280B2 JP60210003A JP21000385A JPH0578280B2 JP H0578280 B2 JPH0578280 B2 JP H0578280B2 JP 60210003 A JP60210003 A JP 60210003A JP 21000385 A JP21000385 A JP 21000385A JP H0578280 B2 JPH0578280 B2 JP H0578280B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using ac to ac converters without intermediate conversion to dc
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Protection Of Generators And Motors (AREA)
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は誘導発電電動装置に係り、特にポンプ
水車などを可変速運転しながら有効電力出力が無
効電極出力を交流系統側の急変時にも安定に制御
するのに好適な誘導発電電動装置に関する。 〔発明の背景〕 誘導機の２次側に電力変換器を接続した誘導発
電電動装置としては特公昭53−7628号公報、特公
昭57−60645号公報に記載の様に、固定子側から
見て固定子電圧位相に等しい２次電流成分を制御
する事により有効電力を制御する方式、固定子側
から見て固定子電圧位相に対し90°位相差の２次
電流成分を制御する事により無効電力を制御する
方式があつた。これらの方式は乱調や脱調を防止
しながら高速応答可能な力率調整装置、電力調信
装置として好適である。 これらの方式を可変速揚水発電装置などの大容
量発電電動装置として用いる場合、２次側に接続
する電力変換装置を構成するサイリスタも大容量
となる。電力変換装置としてサイクロコンバータ
を用いる場合、無循環電流方式サイクロコンバー
タがサイリスタ容量を低減するのに好適である。 誘導機の２次電流制御を行う場合、交流系統側
の事故等で電圧変動が生じた時に１次側電流の直
流過渡成分で誘導される回転周波数成分が２次側
のスリツプ周波数電流成分に重畳される。従つ
て、サイクロコンバータ出力電流の設定パターン
より定まる極性切替信号と反対方向の電流が通流
しようとする期間が前記回転周波数成分により発
生する。無循環方式サイクロコンバータを用いる
場合、極性切替信号と反対極性の電流は通流出来
ず、結果的に該当するサイクロコンバータは開放
されてしまう。この様にサイクロコンバータが開
放される時、誘導機の他の巻線との相互誘導によ
り誘起される２次電圧は発明者らの解析と実験に
よると通常の設定最大スリツプで決まるサイクロ
コンバータ定格電圧をはるかに越える事が判明し
た。従来の方式ではこうした問題に対する対策が
明らかでなかつた。 前述の従来の発電電動装置の全体の回路図を第
１１図に示す。 １は交流系統、２は交流系統１に接続された誘
導機、３は位相検出器で交流系統１の電圧位相と
誘導機２の電気角で表わした回転角の差に等しい
すべり位相を検出する。位相検出器３の回転子は
誘導機２の回転軸に連結されており、更に回転子
側には誘導機２の１次巻線と並列に接続された３
相巻線が設けられている。位相検出器３の固定子
側には電気角でπ／２だけ位相の異なる位置にホー ルコンバータがそれぞれ１個設けられていて誘導
機２の２次側から見た交流系統１の電圧と位相が
一致した信号cosθとこれよりπ／２の位相差をも
つ信号sinθが該ホールコンバータより検出され
る。 ４はｑ軸成分電流指令発生器で、誘導機２の２
次電流のうち１次側から見て交流系統１の電圧位
相に等しい成分（以下ｑ軸成分と略す。）の指令
値Iq＊を発生する。このｑ軸成分電流指令発生器
４は例えば誘導機２の有効電力、トルク、回転数
もしくは交流系統１の周波数設定値と検出値の偏
差に応じて前記指令値Iq＊を発生する。 ５はｄ軸成分電流指令発生器で、誘導機２の２
次電流のうち１次側から見て交流系統１の電圧位
相と電気角でπ／２だけ位相の異なる成分（以下ｄ 軸成分と略す。）の指令値Id＊を発生する。ｄ軸
成分電流指令発生器５は例えば誘導機２の無効電
力もしくは交流系統１の電圧設定値と検出値の偏
差に応じて前記指令値Id＊を発生する。６は電流
指令演算器で位相検出器３の出力信号cosθとsinθ
を用いてｑ軸成分電流指令発生器４の出力Iq＊と
ｄ軸成分電流指令発生器５の出力Id＊から誘導機
２の２次側各相の電流指令値Ia＊、Ib＊、Ic＊を
演算式(1)により演算する。但しＫは定数である。
水車などを可変速運転しながら有効電力出力が無
効電極出力を交流系統側の急変時にも安定に制御
するのに好適な誘導発電電動装置に関する。 〔発明の背景〕 誘導機の２次側に電力変換器を接続した誘導発
電電動装置としては特公昭53−7628号公報、特公
昭57−60645号公報に記載の様に、固定子側から
見て固定子電圧位相に等しい２次電流成分を制御
する事により有効電力を制御する方式、固定子側
から見て固定子電圧位相に対し90°位相差の２次
電流成分を制御する事により無効電力を制御する
方式があつた。これらの方式は乱調や脱調を防止
しながら高速応答可能な力率調整装置、電力調信
装置として好適である。 これらの方式を可変速揚水発電装置などの大容
量発電電動装置として用いる場合、２次側に接続
する電力変換装置を構成するサイリスタも大容量
となる。電力変換装置としてサイクロコンバータ
を用いる場合、無循環電流方式サイクロコンバー
タがサイリスタ容量を低減するのに好適である。 誘導機の２次電流制御を行う場合、交流系統側
の事故等で電圧変動が生じた時に１次側電流の直
流過渡成分で誘導される回転周波数成分が２次側
のスリツプ周波数電流成分に重畳される。従つ
て、サイクロコンバータ出力電流の設定パターン
より定まる極性切替信号と反対方向の電流が通流
しようとする期間が前記回転周波数成分により発
生する。無循環方式サイクロコンバータを用いる
場合、極性切替信号と反対極性の電流は通流出来
ず、結果的に該当するサイクロコンバータは開放
されてしまう。この様にサイクロコンバータが開
放される時、誘導機の他の巻線との相互誘導によ
り誘起される２次電圧は発明者らの解析と実験に
よると通常の設定最大スリツプで決まるサイクロ
コンバータ定格電圧をはるかに越える事が判明し
た。従来の方式ではこうした問題に対する対策が
明らかでなかつた。 前述の従来の発電電動装置の全体の回路図を第
１１図に示す。 １は交流系統、２は交流系統１に接続された誘
導機、３は位相検出器で交流系統１の電圧位相と
誘導機２の電気角で表わした回転角の差に等しい
すべり位相を検出する。位相検出器３の回転子は
誘導機２の回転軸に連結されており、更に回転子
側には誘導機２の１次巻線と並列に接続された３
相巻線が設けられている。位相検出器３の固定子
側には電気角でπ／２だけ位相の異なる位置にホー ルコンバータがそれぞれ１個設けられていて誘導
機２の２次側から見た交流系統１の電圧と位相が
一致した信号cosθとこれよりπ／２の位相差をも
つ信号sinθが該ホールコンバータより検出され
る。 ４はｑ軸成分電流指令発生器で、誘導機２の２
次電流のうち１次側から見て交流系統１の電圧位
相に等しい成分（以下ｑ軸成分と略す。）の指令
値Iq＊を発生する。このｑ軸成分電流指令発生器
４は例えば誘導機２の有効電力、トルク、回転数
もしくは交流系統１の周波数設定値と検出値の偏
差に応じて前記指令値Iq＊を発生する。 ５はｄ軸成分電流指令発生器で、誘導機２の２
次電流のうち１次側から見て交流系統１の電圧位
相と電気角でπ／２だけ位相の異なる成分（以下ｄ 軸成分と略す。）の指令値Id＊を発生する。ｄ軸
成分電流指令発生器５は例えば誘導機２の無効電
力もしくは交流系統１の電圧設定値と検出値の偏
差に応じて前記指令値Id＊を発生する。６は電流
指令演算器で位相検出器３の出力信号cosθとsinθ
を用いてｑ軸成分電流指令発生器４の出力Iq＊と
ｄ軸成分電流指令発生器５の出力Id＊から誘導機
２の２次側各相の電流指令値Ia＊、Ib＊、Ic＊を
演算式(1)により演算する。但しＫは定数である。
本発明の目的は、誘導機の２次側に無循環方式
サイクロコンバータを接続した誘導発電電動装置
において、交流系統側急変時の過渡現象で発生す
る誘導機の２次側誘起電圧から機器を保護する事
により信頼性を高める事とサイクロコンバータの
制御を接続させる事により過渡時の安定性を高め
る事を機器の容量を増す事無く実現する事にあ
る。 〔発明の概要〕 本発明は、誘導機の２次側にサイクロコンバー
タを接続した発電電動装置の過渡現象中にサイク
ロコンバータが休止した時に発生する誘起電圧が
サイクロコンバータの最大出力を越える事と、誘
起電圧の極性が次に動作すべき変換器に対して順
電圧として印加される事に着目し、過渡現象時の
誘起電圧を検出して、サイクロコンバータを構成
する逆並列接続されたサイリスタ変換器への動作
指令を制御するものである。 〔発明の実施例〕 以下、本発明の実施例を図面により説明する。
第２図は実施例の構成を示す全体回路図である。
従来装置と同一の構成要素には同一の参照符号を
付してある。交流系統１、誘導機２、位相検出器
３、電流指令演算器６、受電変圧器８は従来装置
と同一であるので、詳細説明は省略する。２２は
ｑ軸成分電流指令発生器で有効電力検出器２１で
検出する出力検出値Ｐと設定値の偏差からｑ軸成
分電流指令値Iq＊を発生する。２３はｄ軸成分電
流指令発生器で交流系統１の電圧実効値の検出値
Ｖと設定値の偏差からｄ軸成分電流指令値Id＊を
発生する。 ２４ａ〜２４ｃは電力変換装置で、第１図にて
その１つの詳細な回路構成を示す。第１３図に示
した従来装置と同一構成要素には同一参照符号を
付してその詳細説明を省略する。第１図において
２６は過電圧検出器で電力変換装置出力端電圧を
検出する電圧検出器２５の出力信号VMaが正の設
定値VPより大（VMa＞VP）の時に出力VDのレベ
ルを“１”、信号VMaが負の設定値VNより小の時
に出力VDのレベルを“−１”、その他の時（VN
≦VMa≦VP）にレベルを“０”とする。但し、電
圧信号VMaは受電変圧器８の端子を短絡し電力変
換装置２４の出力端に電圧VMaを印加した時に正
接続側サイリスタ変換器１５１のサイリスタに順
電圧が印加される方向を正とする。２７は極性修
正要求パルス発生器で、電流零信号ZDがレベル
“０”でかつ過電圧信号VDが“０”から“１”
に変化した時にレベル“１”の極性修正要求パル
スSWを発生する。電流零信号ZDがレベル“０”
でかつ、過電圧信号VDがレベル“０”から“−
１”に変化した時にレベル−１”の極性修正要求
パルスSWを発生する。但しパルスを１回発生し
た後の設定期間内は前記のパルスSWを発生する
条件が満足されてもパルスを発生しない構成とし
ている。この設定期間はパルスSWが発生してか
ら逆極性の電流が通流開始し電流零信号ZDが
“０”から“１”に変化するまでの期間に対応す
る。２８は極性修正回路で、２次電流の極性指令
回路１６の出力信号PDと極性修正要求パルス
SWを入力して極性修正信号PNを発生する。パ
ルスが発生せず極性修正要求パルスSWが“０”
の時は極性修正信号PNの信号レベルは信号PDの
レベルに等しい。“１”の極性修正要求パルス
SWが入力されると極性指令信号PDの信号レベ
ルによらず極性修正信号PNは瞬時にレベル
“１”になり、“０”の極性修正要求パルスSWが
入力されると極性指令信号PDの信号レベルによ
らず極性修正信号PNは瞬間にレベル“０”にな
る構成としている。 以上の実施例の構成で誘導機２を運転した時の
各部動作波形を第３図に示す。電流指令値Ia＊の
極性がt1の時点で負から正に変わると、極正指令
回路１６の出力信号PDレベル“０”から“１”
に変わり、極性指令修正回路２８の出力信号PN
もレベル“０”から“１”に変わる。２次電流
IMaが“０”になつたt2の時点で逆側ゲートパル
スアンプ１４２に起動指令を与えていた信号GN
の信号レベルは“１”から“０”になり、逆接続
側のサイリスタゲートパルスは消滅する。この
時、電力変換回路２４は休止期間に入り、相互誘
導による誘起電圧が発生するが、誘導機２の磁気
不平衡は小さいので過電圧検出器２６の出力信号
VDはレベル“０”のままであり、従つて極性修
正要求パルス発生器２７はパルスを発生しないの
で極性修正信号PNはレベル“１”を保持する。
その後サイリスタターンオフタイム相当の時を経
たt3の時点で正側パルスアンプ１４１への起動指
令GPの信号レベルは“０”から“１”になり、
正接続側サイリスタ変換器１５１のゲートが付勢
されて正方向の２次電流が流れ始める。t4の時点
で交流系統１の電圧が急変すると回転周波数成分
の過渡電流が発生し、重畳した回転周波数成分に
よりt5の時点で２次電流IMaは零となり零電流検
出信号ZDはレベル“１”から“０”に変る。こ
の時、電力変換装置は開放されて過電圧が発生す
る。電圧の極性は常に次に動作すべき変換器に対
して順電圧方向となるのでt5の時点では逆方向の
電圧が発生し過電圧検出信号VDは“０”から
“−１”に変わる。従つて極性修正要求パルス発
生器２７は負のパルスSWを発生し極性修正信号
PNはレベル“１”から“０”に反転する。既に
電流零検出信号ZDはレベル“０”であるから正
側パルスアンプ１４１への起動指令GPの信号レ
ベルは“１”から“０”になる。休止期間を経た
t6の時点で負側パルスアンプ１４２への起動指令
信号GNがレベル“０”から“１”になり、負方
向の電流が直流を開始するまでの期間は非線形抵
抗素子１９ａに電流IRが通流する。t7の時点では
t5時点とは逆に“１”の極性修正要求パルスSW
が発生し極性反転動作を開始する。t8の時点で正
接続側サイリスタ変換器１５１が通流を開始す
る。t9の時点で電流指令値Ia＊の極性が正から負
に変わり極性指令信号PDはレベル“１”からレ
ベル“０”になる。極性修正信号PNは極性指令
回路１６の出力信号PDのレベルが“１”から
“０”に変わると同時に“１”から“０”となる。
しかし電流零信号ZDはレベル“１”のままなの
でゲートパルスアンプ１４１，１４２への起動指
令信号GP，GNは各々信号レベルを保持する。
t10の時点でt5の時点と同じく電流IMaが零になる
と、負側の極性修正要求パルスSWが発生するが
極性修正信号PNは既にレベル“０”になつてい
るので信号PNの反転は起きない。一方、電流零
信号ZDはレベル“１”から“０”になるので正
側ゲートパルスアンプ１４１への起動指令GPは
レベル“１”から“０”となる。これより休止期
間を経たt11の時点で負側パルスアンプ１４２へ
の起動指令信号GNがレベル“０”から“１”と
なり負側電流が通流開始する。 以上説明した様に変実施例によれば、非線形抵
抗素子１９ａの電流責務は変換器２４の休止期間
のみとなり、大幅に抵抗素子の電流容量を低減し
ながら誘起過電圧保護が実現出来る。また、無循
環方式サイクロコンバータの構成をもつ電力変換
装置２４ａ，２４ｂ，２４ｃでも過渡時の回転周
波数成分の電流の通流が可能となり、サイリスタ
位相制御を継続可能である。これにより交流系統
１側の過渡現象発生時にも発電もしくは電動動作
の継続が可能となり、高い信頼性が実現出来る。
第４図に別の実施例を示す。第１図の極性修正要
求パルス発生器２７が電流零信号ZDを入力して
極性修正要求パルスSWを発生していたのに対
し、第４図の極性修正要求パルス発生器２９では
過電圧信号VDのみを入力している。これは電力
変換装置２４が開放されたからこそ誘起電圧が過
電圧となるのであるから電流零信号ZDで電流零
を確認する必要はないという考え方を用いた実施
例である。 第５図は更に別の実施例を示す図。この実施例
は第１図の正逆切替論理回路１７に対応する正逆
切替論理回路３０に極性修正要求パルスSWを入
力していることを特徴とする。即ち極性修正信号
PNが反転した後で電流零信号ZDが“１”から
“０”になつた時に通流極性の変換器への起動指
令が“１”から“０”となり、休止期間を経てか
ら反対極性の起動指令信号GNが“０”から
“１”となる第１図の方式では、過電圧信号VD
により極性切替する場合も通常の極性切替の場合
も休止期間が発生する。しかしながら過電圧発生
時に極性切替を行う場合は、第４図の実施例の説
明で述べた如く、既に電流I′Maが零であるからこ
そ過電圧信号VDが“０”から“＋１”になつた
のである。通常の極性切替の場合、例えば前述の
第３図のt2からt3の期間では電流検出器１１の精
度に応じた期間をサイリスタのターンオフ時間に
加える必要がある。この点第５図の実施例は上記
の事実を用い、極性修正要求パルスSWと共に信
号PNがレベル“０”になつた場合は休止期間を
短くする装置を加えたものである。無論、第５図
の極性修正要求パルス発生器２７に替えて第４図
の極性修正要求パルス発生器２７を用いる事も可
能である。 第６図〜第８図は本発明の更に別の実施例を示
す。前述した第１図、第４図、第５図の実施例で
は電流制御装置１２は２次側各相で独立に電流指
令値Ia＊〜Ic＊と検出値IMa〜IMcの偏差を入力とし
て移相器１３に指令信号を発生していた。第６図
の電力変換装置３１ａは第７図の機器構成の如く
２次側各相の電流検出値IMa、IMb、IMcから電流制
御装置３２により集中的に各相の移相器への指令
を発生させるものに本発明を適用した実施例を示
す。この実施例では電流制御装置３２の指令値
Va＊を移相器１３に入力し、電流指令演算部６
の指令値Ia＊を極性指令回路１６に入力し、電流
検出器１１の検出信号IMaを電流制御装置３２に
帰還する構成をとつている。第８図は電流制御装
置３２の構成を示す。３３は電流ベクトル演算器
で２次電流各相の電流検出値IMa、IMb、IMcと移相
検出器３の出力信号cosθ、sinθを入力してｑ軸、
ｄ軸成分電流信号Iq、Idを下式の演算で発生す
る。但しK1は定数である。
サイクロコンバータを接続した誘導発電電動装置
において、交流系統側急変時の過渡現象で発生す
る誘導機の２次側誘起電圧から機器を保護する事
により信頼性を高める事とサイクロコンバータの
制御を接続させる事により過渡時の安定性を高め
る事を機器の容量を増す事無く実現する事にあ
る。 〔発明の概要〕 本発明は、誘導機の２次側にサイクロコンバー
タを接続した発電電動装置の過渡現象中にサイク
ロコンバータが休止した時に発生する誘起電圧が
サイクロコンバータの最大出力を越える事と、誘
起電圧の極性が次に動作すべき変換器に対して順
電圧として印加される事に着目し、過渡現象時の
誘起電圧を検出して、サイクロコンバータを構成
する逆並列接続されたサイリスタ変換器への動作
指令を制御するものである。 〔発明の実施例〕 以下、本発明の実施例を図面により説明する。
第２図は実施例の構成を示す全体回路図である。
従来装置と同一の構成要素には同一の参照符号を
付してある。交流系統１、誘導機２、位相検出器
３、電流指令演算器６、受電変圧器８は従来装置
と同一であるので、詳細説明は省略する。２２は
ｑ軸成分電流指令発生器で有効電力検出器２１で
検出する出力検出値Ｐと設定値の偏差からｑ軸成
分電流指令値Iq＊を発生する。２３はｄ軸成分電
流指令発生器で交流系統１の電圧実効値の検出値
Ｖと設定値の偏差からｄ軸成分電流指令値Id＊を
発生する。 ２４ａ〜２４ｃは電力変換装置で、第１図にて
その１つの詳細な回路構成を示す。第１３図に示
した従来装置と同一構成要素には同一参照符号を
付してその詳細説明を省略する。第１図において
２６は過電圧検出器で電力変換装置出力端電圧を
検出する電圧検出器２５の出力信号VMaが正の設
定値VPより大（VMa＞VP）の時に出力VDのレベ
ルを“１”、信号VMaが負の設定値VNより小の時
に出力VDのレベルを“−１”、その他の時（VN
≦VMa≦VP）にレベルを“０”とする。但し、電
圧信号VMaは受電変圧器８の端子を短絡し電力変
換装置２４の出力端に電圧VMaを印加した時に正
接続側サイリスタ変換器１５１のサイリスタに順
電圧が印加される方向を正とする。２７は極性修
正要求パルス発生器で、電流零信号ZDがレベル
“０”でかつ過電圧信号VDが“０”から“１”
に変化した時にレベル“１”の極性修正要求パル
スSWを発生する。電流零信号ZDがレベル“０”
でかつ、過電圧信号VDがレベル“０”から“−
１”に変化した時にレベル−１”の極性修正要求
パルスSWを発生する。但しパルスを１回発生し
た後の設定期間内は前記のパルスSWを発生する
条件が満足されてもパルスを発生しない構成とし
ている。この設定期間はパルスSWが発生してか
ら逆極性の電流が通流開始し電流零信号ZDが
“０”から“１”に変化するまでの期間に対応す
る。２８は極性修正回路で、２次電流の極性指令
回路１６の出力信号PDと極性修正要求パルス
SWを入力して極性修正信号PNを発生する。パ
ルスが発生せず極性修正要求パルスSWが“０”
の時は極性修正信号PNの信号レベルは信号PDの
レベルに等しい。“１”の極性修正要求パルス
SWが入力されると極性指令信号PDの信号レベ
ルによらず極性修正信号PNは瞬時にレベル
“１”になり、“０”の極性修正要求パルスSWが
入力されると極性指令信号PDの信号レベルによ
らず極性修正信号PNは瞬間にレベル“０”にな
る構成としている。 以上の実施例の構成で誘導機２を運転した時の
各部動作波形を第３図に示す。電流指令値Ia＊の
極性がt1の時点で負から正に変わると、極正指令
回路１６の出力信号PDレベル“０”から“１”
に変わり、極性指令修正回路２８の出力信号PN
もレベル“０”から“１”に変わる。２次電流
IMaが“０”になつたt2の時点で逆側ゲートパル
スアンプ１４２に起動指令を与えていた信号GN
の信号レベルは“１”から“０”になり、逆接続
側のサイリスタゲートパルスは消滅する。この
時、電力変換回路２４は休止期間に入り、相互誘
導による誘起電圧が発生するが、誘導機２の磁気
不平衡は小さいので過電圧検出器２６の出力信号
VDはレベル“０”のままであり、従つて極性修
正要求パルス発生器２７はパルスを発生しないの
で極性修正信号PNはレベル“１”を保持する。
その後サイリスタターンオフタイム相当の時を経
たt3の時点で正側パルスアンプ１４１への起動指
令GPの信号レベルは“０”から“１”になり、
正接続側サイリスタ変換器１５１のゲートが付勢
されて正方向の２次電流が流れ始める。t4の時点
で交流系統１の電圧が急変すると回転周波数成分
の過渡電流が発生し、重畳した回転周波数成分に
よりt5の時点で２次電流IMaは零となり零電流検
出信号ZDはレベル“１”から“０”に変る。こ
の時、電力変換装置は開放されて過電圧が発生す
る。電圧の極性は常に次に動作すべき変換器に対
して順電圧方向となるのでt5の時点では逆方向の
電圧が発生し過電圧検出信号VDは“０”から
“−１”に変わる。従つて極性修正要求パルス発
生器２７は負のパルスSWを発生し極性修正信号
PNはレベル“１”から“０”に反転する。既に
電流零検出信号ZDはレベル“０”であるから正
側パルスアンプ１４１への起動指令GPの信号レ
ベルは“１”から“０”になる。休止期間を経た
t6の時点で負側パルスアンプ１４２への起動指令
信号GNがレベル“０”から“１”になり、負方
向の電流が直流を開始するまでの期間は非線形抵
抗素子１９ａに電流IRが通流する。t7の時点では
t5時点とは逆に“１”の極性修正要求パルスSW
が発生し極性反転動作を開始する。t8の時点で正
接続側サイリスタ変換器１５１が通流を開始す
る。t9の時点で電流指令値Ia＊の極性が正から負
に変わり極性指令信号PDはレベル“１”からレ
ベル“０”になる。極性修正信号PNは極性指令
回路１６の出力信号PDのレベルが“１”から
“０”に変わると同時に“１”から“０”となる。
しかし電流零信号ZDはレベル“１”のままなの
でゲートパルスアンプ１４１，１４２への起動指
令信号GP，GNは各々信号レベルを保持する。
t10の時点でt5の時点と同じく電流IMaが零になる
と、負側の極性修正要求パルスSWが発生するが
極性修正信号PNは既にレベル“０”になつてい
るので信号PNの反転は起きない。一方、電流零
信号ZDはレベル“１”から“０”になるので正
側ゲートパルスアンプ１４１への起動指令GPは
レベル“１”から“０”となる。これより休止期
間を経たt11の時点で負側パルスアンプ１４２へ
の起動指令信号GNがレベル“０”から“１”と
なり負側電流が通流開始する。 以上説明した様に変実施例によれば、非線形抵
抗素子１９ａの電流責務は変換器２４の休止期間
のみとなり、大幅に抵抗素子の電流容量を低減し
ながら誘起過電圧保護が実現出来る。また、無循
環方式サイクロコンバータの構成をもつ電力変換
装置２４ａ，２４ｂ，２４ｃでも過渡時の回転周
波数成分の電流の通流が可能となり、サイリスタ
位相制御を継続可能である。これにより交流系統
１側の過渡現象発生時にも発電もしくは電動動作
の継続が可能となり、高い信頼性が実現出来る。
第４図に別の実施例を示す。第１図の極性修正要
求パルス発生器２７が電流零信号ZDを入力して
極性修正要求パルスSWを発生していたのに対
し、第４図の極性修正要求パルス発生器２９では
過電圧信号VDのみを入力している。これは電力
変換装置２４が開放されたからこそ誘起電圧が過
電圧となるのであるから電流零信号ZDで電流零
を確認する必要はないという考え方を用いた実施
例である。 第５図は更に別の実施例を示す図。この実施例
は第１図の正逆切替論理回路１７に対応する正逆
切替論理回路３０に極性修正要求パルスSWを入
力していることを特徴とする。即ち極性修正信号
PNが反転した後で電流零信号ZDが“１”から
“０”になつた時に通流極性の変換器への起動指
令が“１”から“０”となり、休止期間を経てか
ら反対極性の起動指令信号GNが“０”から
“１”となる第１図の方式では、過電圧信号VD
により極性切替する場合も通常の極性切替の場合
も休止期間が発生する。しかしながら過電圧発生
時に極性切替を行う場合は、第４図の実施例の説
明で述べた如く、既に電流I′Maが零であるからこ
そ過電圧信号VDが“０”から“＋１”になつた
のである。通常の極性切替の場合、例えば前述の
第３図のt2からt3の期間では電流検出器１１の精
度に応じた期間をサイリスタのターンオフ時間に
加える必要がある。この点第５図の実施例は上記
の事実を用い、極性修正要求パルスSWと共に信
号PNがレベル“０”になつた場合は休止期間を
短くする装置を加えたものである。無論、第５図
の極性修正要求パルス発生器２７に替えて第４図
の極性修正要求パルス発生器２７を用いる事も可
能である。 第６図〜第８図は本発明の更に別の実施例を示
す。前述した第１図、第４図、第５図の実施例で
は電流制御装置１２は２次側各相で独立に電流指
令値Ia＊〜Ic＊と検出値IMa〜IMcの偏差を入力とし
て移相器１３に指令信号を発生していた。第６図
の電力変換装置３１ａは第７図の機器構成の如く
２次側各相の電流検出値IMa、IMb、IMcから電流制
御装置３２により集中的に各相の移相器への指令
を発生させるものに本発明を適用した実施例を示
す。この実施例では電流制御装置３２の指令値
Va＊を移相器１３に入力し、電流指令演算部６
の指令値Ia＊を極性指令回路１６に入力し、電流
検出器１１の検出信号IMaを電流制御装置３２に
帰還する構成をとつている。第８図は電流制御装
置３２の構成を示す。３３は電流ベクトル演算器
で２次電流各相の電流検出値IMa、IMb、IMcと移相
検出器３の出力信号cosθ、sinθを入力してｑ軸、
ｄ軸成分電流信号Iq、Idを下式の演算で発生す
る。但しK1は定数である。
【化】
３４は電圧指令演算器でｑ軸、ｄ軸各々の成分
の電流指令値Iq＊、Id＊と検出値Iq、Idの偏差か
ら電圧指令Vq＊、Vd＊を発生する。３５は電圧
ベクトル演算器で電流ベクトル演算器と同様の構
成で、ｑ軸、ｄ軸成分の電圧指令Vq＊、Vd＊を
入力して２次側各相の移相器への指令値Va＊、
Vd＊、Vc＊を下式の演算で発生する。但しK2は
定数である。
の電流指令値Iq＊、Id＊と検出値Iq、Idの偏差か
ら電圧指令Vq＊、Vd＊を発生する。３５は電圧
ベクトル演算器で電流ベクトル演算器と同様の構
成で、ｑ軸、ｄ軸成分の電圧指令Vq＊、Vd＊を
入力して２次側各相の移相器への指令値Va＊、
Vd＊、Vc＊を下式の演算で発生する。但しK2は
定数である。
本発明によれば、誘導機の２次側に無循環方式
サイクロコンバータを接続した発電電動装置にお
いて交流系統側で発生した過渡現象時の誘起電圧
から機器を保護して信頼性を高める効果と過渡現
象時にもサイクロコンバータ制御を接続させる事
により過渡時の安定性を高め運転信頼性を高める
効果を共に得る事が出来る。また誘導機のサイク
ロコンバータの容量を全く変更せずに上記効果が
得られるので発電電動装置としての経済性を保つ
効果もある。
サイクロコンバータを接続した発電電動装置にお
いて交流系統側で発生した過渡現象時の誘起電圧
から機器を保護して信頼性を高める効果と過渡現
象時にもサイクロコンバータ制御を接続させる事
により過渡時の安定性を高め運転信頼性を高める
効果を共に得る事が出来る。また誘導機のサイク
ロコンバータの容量を全く変更せずに上記効果が
得られるので発電電動装置としての経済性を保つ
効果もある。
第１図〜第１０図は本発明の実施例を示すもの
で、第１図は電力変換装置の回路図、第２図は誘
導発電電動装置の全体回路図、第３図は動作波形
図、第４図と第５図は電力変換装置の変形例の回
路図、第６図は他の実施例における電力変換装置
の回路図、第７図はその誘導発電電動装置の全体
回路図、第８図はその電流制御装置の回路図、第
９図と第１０図はその電力変換装置の変形例の回
路図であり、第１１図〜第１７図は従来装置を示
すもので、第１１図は誘導発電電動装置の全体回
路図、第１２図はその電流指令演算器の回路図、
第１３図はその電力変換装置の回路図、第１４図
と第１５図はその動作波形図、第１６図と第１７
図はその変形例の全体回路図である。 １……交流系統、２……誘導機、３……位相検
出器、６……電流指令演算器、８ａ〜８ｃ……受
電変換器、１１……電流検出器、１２，３２……
電流制御装置、１３……移相器、１５１，１５２
……サイリスタ変換器、１６……極性指令回路、
１７……正逆切替論理回路、１８……電流零検出
器、２２，２３……電流指令発生器、２４ａ〜２
４ｃ，３１ａ〜３１ｃ……電力変換装置、２５…
…電圧検出器、２６……過電圧検出器、２７，２
９……極性修正要求パルス発生器、２８……極性
修正回路、３０……正効切替論理回路、３３……
電流ベクトル演算部、３４……電圧指令演算器、
３５……電圧ベクトル演算部。
で、第１図は電力変換装置の回路図、第２図は誘
導発電電動装置の全体回路図、第３図は動作波形
図、第４図と第５図は電力変換装置の変形例の回
路図、第６図は他の実施例における電力変換装置
の回路図、第７図はその誘導発電電動装置の全体
回路図、第８図はその電流制御装置の回路図、第
９図と第１０図はその電力変換装置の変形例の回
路図であり、第１１図〜第１７図は従来装置を示
すもので、第１１図は誘導発電電動装置の全体回
路図、第１２図はその電流指令演算器の回路図、
第１３図はその電力変換装置の回路図、第１４図
と第１５図はその動作波形図、第１６図と第１７
図はその変形例の全体回路図である。 １……交流系統、２……誘導機、３……位相検
出器、６……電流指令演算器、８ａ〜８ｃ……受
電変換器、１１……電流検出器、１２，３２……
電流制御装置、１３……移相器、１５１，１５２
……サイリスタ変換器、１６……極性指令回路、
１７……正逆切替論理回路、１８……電流零検出
器、２２，２３……電流指令発生器、２４ａ〜２
４ｃ，３１ａ〜３１ｃ……電力変換装置、２５…
…電圧検出器、２６……過電圧検出器、２７，２
９……極性修正要求パルス発生器、２８……極性
修正回路、３０……正効切替論理回路、３３……
電流ベクトル演算部、３４……電圧指令演算器、
３５……電圧ベクトル演算部。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流系統１に１次側が接続された誘導機２
と、該誘導機２の２次側各相に接続されて２次電
流を供給する正接続側サイリスタ変換器１５１と
これに逆並列接続された逆接続側サイリスタ変換
器１５２とからなるサイリスタ変換器１５１，１
５２、前記交流系統１の電圧位相と電気角で表わ
した前記誘導機２次側回転位相の差に等しいすべ
り位相を検出する位相検出器３と、互いにπ／２
だけ位相の異なる２つの成分の前記誘導機２次電
流指令値を発生する電流指令発生器２２，２３
と、この電流指令値と前記位相検出器３のすべり
位相とから前記誘導機２次側各相の電流パターン
を発生する電流指令演算器６と、前記サイリスタ
変換器１５１，１５２の出力電流を検出する電流
検出器１１と、この電流検出値と前記電流指令演
算器６の電流パターンの偏差が零となる様に前記
サイリスタ変換器１５１，１５２の点弧位相を制
御する位相制御装置１２，１３と、前記電流指令
演算部６の電流パターンから前記正接続側サイリ
スタ変換器１５１と逆接続側サイリスタ変換器１
５２の正逆の極性指令を与える極性指令装置１６
とを備え、正逆の極性指令に応じて前記正接続側
サイリスタ変換器１５１と逆接続側サイリスタ変
換器１５２の一方のサイリスタ変換器の点弧制御
を行う誘導発電電動装置において、 前記サイリスタ変換器１５１，１５２の出力端
電圧が設定電圧を越えたことを検出する過電圧検
出器２５，２６と、前記サイリスタ変換器１５
１，１５２の出力端電流が零電流であることを検
出する零電流検出器１１，１８と、過電圧検出器
２５，２６が過電圧を検出した時に極性修正要求
信号を出力する極性修正要求回路２７、極性修正
要求回路２７の出力に応じて前記極性指令装置１
６の与えている極性指令信号の極性を修正する極
性修正回路２８と、極性修正回路２８からの極性
信号が変化し、かつ零電流検出器１８が零電流を
検出したことをもつて点弧運転中のサイリスタ変
換器を停止し、その後待機中のサイリスタ変換器
を起動する正逆切替論理回路１７とを設けたこと
を特徴とする誘導発電電動装置。 ２ 第１項記載の誘導発電電動装置において、極
性修正要求回路２７は、過電圧検出器２５，２６
が過電圧を検出し、かつ零電流検出器１１，１８
が零電流を検出している時に極性修正要求信号を
出力することを特徴とする誘導発電電動装置。 ３ 第２項記載の誘導発電電動装置において、正
逆切替論理回路１７は、極性修正回路２８からの
極性信号が変化し、かつ零電流検出器１８が零電
流を検出したことをもつて点弧運転中のサイリス
タ変換器を停止し、所定時間経過後に待機中のサ
イリスタ変換器を起動するとともに、極性修正要
求回路２７が極性修正要求信号を出力していると
きは前記の所定時間を短縮することを特徴とする
誘導発電電動装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60210003A JPS6271496A (ja) | 1985-09-25 | 1985-09-25 | 誘導発電電動装置 |
| DE8686113150T DE3682856D1 (de) | 1985-09-25 | 1986-09-24 | Induktions-motor/generator-system. |
| EP86113150A EP0216373B1 (en) | 1985-09-25 | 1986-09-24 | Induction generator/motor system |
| CA000518998A CA1275436C (en) | 1985-09-25 | 1986-09-24 | Induction generator/motor system |
| US06/911,072 US4766360A (en) | 1985-09-25 | 1986-09-24 | Induction generator/motor system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60210003A JPS6271496A (ja) | 1985-09-25 | 1985-09-25 | 誘導発電電動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6271496A JPS6271496A (ja) | 1987-04-02 |
| JPH0578280B2 true JPH0578280B2 (ja) | 1993-10-28 |
Family
ID=16582237
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60210003A Granted JPS6271496A (ja) | 1985-09-25 | 1985-09-25 | 誘導発電電動装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4766360A (ja) |
| EP (1) | EP0216373B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6271496A (ja) |
| CA (1) | CA1275436C (ja) |
| DE (1) | DE3682856D1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62185579A (ja) * | 1986-02-07 | 1987-08-13 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機の電力制御装置 |
| GB2257312B (en) * | 1991-05-24 | 1995-08-16 | Sydney Lloyd | Motor control system |
| DE4306345C1 (de) * | 1993-02-25 | 1994-07-28 | Licentia Gmbh | Verfahren und Anordnung zur Modifizierung der Sollwertvorgabe für die Stromregler eines Direktumrichters während einer Stormrichtungsumschaltung |
| US5355070A (en) * | 1993-03-10 | 1994-10-11 | A. C. Propulsion, Inc. | Induction motor drive stability control circuit |
| JP2553319B2 (ja) * | 1994-06-17 | 1996-11-13 | 株式会社東芝 | 可変速発電電動装置 |
| DE19843133C2 (de) * | 1998-09-21 | 2001-03-15 | Siemens Ag | Verfahren zum Messen der Drehzahl einer Induktionsmaschine und zugehörige Einrichtung |
| US6385066B1 (en) * | 2000-11-01 | 2002-05-07 | General Electric Corporation | Method and system for detecting a zero current level in a line commutated converter |
| CA2828249C (en) | 2011-03-02 | 2016-05-10 | Abb As | Protecting an operation control unit connected to an electric machine via a long cable |
| JP5555301B2 (ja) * | 2012-11-02 | 2014-07-23 | 株式会社日立製作所 | 可変速発電電動機システム |
| DE102013209696A1 (de) * | 2013-05-24 | 2014-11-27 | Robert Bosch Gmbh | Phasenanschnittsteuerung und Verfahren zur Phasenanschnittsteuerung |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3654541A (en) * | 1969-06-26 | 1972-04-04 | Gen Electric | Thyristor state sensor |
| US3942092A (en) * | 1974-12-16 | 1976-03-02 | General Motors Corporation | Cycloconverter controlled rectifier protection circuit |
| US4240135A (en) * | 1979-05-29 | 1980-12-16 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Regulated cycloconverter circuit |
| JPH0748949B2 (ja) * | 1983-08-12 | 1995-05-24 | 株式会社東芝 | 循環電流式三角結線サイクロコンバ−タの制御方法 |
| JPS6039371A (ja) * | 1983-08-12 | 1985-03-01 | Toshiba Corp | サイクロコンバ−タ装置 |
| JPS6090991A (ja) * | 1983-10-26 | 1985-05-22 | Hitachi Ltd | 可変速発電電動装置 |
-
1985
- 1985-09-25 JP JP60210003A patent/JPS6271496A/ja active Granted
-
1986
- 1986-09-24 EP EP86113150A patent/EP0216373B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-24 DE DE8686113150T patent/DE3682856D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-24 US US06/911,072 patent/US4766360A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-24 CA CA000518998A patent/CA1275436C/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0216373A3 (en) | 1988-03-30 |
| DE3682856D1 (de) | 1992-01-23 |
| JPS6271496A (ja) | 1987-04-02 |
| CA1275436C (en) | 1990-10-23 |
| EP0216373B1 (en) | 1991-12-11 |
| EP0216373A2 (en) | 1987-04-01 |
| US4766360A (en) | 1988-08-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |