JPH0568066A - 多値記録再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は、記録伝送媒体よって制限されるＳＮ
比の記録伝送路に於いて、前記記録伝送路での再生信号
に高出力を得られ、高密度記録／再生を実現する多値記
録再生装置を提供することを目的とする。 【構成】本発明は、非線形ＦＭパルスを基本パルスとし
て記録された信号が最大出力を得て再生され、直交検波
部１１によってベースバンド帯域を有する複素信号に復
調される。その複素信号は、ＬＰＦ１４とパルス整形処
理部１５によりパルス整形が行われ、セルフクロックに
より標本化され、伝送路での時間軸変動が除去されて多
値データ列のデータ時間間隔として検出値が得られ、そ
の値を多値レベル判定部１８で決められた多値レベルと
比較され、多値データが確定し、多値データー２値基底
データ変換部１９により、必要に応じて２値データ列に
変換される多値記録再生装置である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、磁気記録媒体等にディ
ジタルデータを記録または伝送する際に、直交振幅変調
を用いてデータを多値化して記録および伝送し、また再
生する多値記録再生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、２値基底ディジタルデータを多
値データに変換し、通信により伝送する技術は、広帯域
化することなく高伝送速度を実現するものとして、広く
実用化されている。

【０００３】そして通信分野では、前記多値データ伝送
技術を磁気記録媒体等に適用し、高密度記録を実現する
ことが試みられている。例えば、周知な技術として、多
値直交振幅変調（多値ＱＡＭ）を磁気記録に適用した
例、“記録面密度１μｍ² ／bit を越えるディジタルＶ
ＴＲの検討”（１９９１年テレビジョン学会年次大会）
や特開平１−９８１６７号公報などが挙げられる。これ
らに記載される多値ＱＡＭ方式は、入力された２値基底
ディジタル信号を振幅方向に多値化した後、直交する搬
送波を変調し、合成して記録するものである。

【０００４】前記多値ＱＡＭ方式において、復調時には
記録時の搬送波と同期した搬送波で同期直交検波し復調
される。復調された信号はこの信号から抽出されたクロ
ック信号のタイミングで標本化され検出値を得る。検出
値は入力時の多値化の時の予め設定された値と比較して
判定されてもとの２値基底ディジタル信号に変換され
る。２値ディジタルを記録する領域に多値データを記録
するため高密度記録を実現している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、前述した高密
度記録を実現する多値ＱＡＭ方式は、基本的には多値化
した多進数データを多段階に設定された振幅に対応づけ
られ記録するものであり、記録信号を再生し検出・判定
する際にも多値判定となる。従って、復調後の誤り率を
２値の場合と同じにするためには、伝送路で要求される
ＳＮ比が２値判定時より多値レベル判定時の方が大きく
なる。

【０００６】また多値数が多くなればなるほど伝送路で
要求されるＳＮ比は大きくなる。逆に言えば伝送路のＳ
Ｎ比がある値で固定されている場合は、多値記録方式の
方が２値記録方式に比べて誤り率が悪化することにな
る。そこで、検出誤り率を実用上支障ないレベルに保ち
つつ多値記録によって高密度記録を達成するには、第１
の手段として、伝送路ノイズを抑制または低ノイズ伝送
路を用いる。第２の手段として、符号化処理により記録
デ〜タの誤り訂正能力を高める。第３の手段として、最
尤度復号法により検出誤りを抑制する。第４の手段とし
て、与えられた伝送路に於ける再生信号の信号出力を高
める。等の手段が考えられる。

【０００７】前述した第１の手段は、記録媒体を含めた
記録伝送路の改善が必要であり、現状に於いても面記録
密度のかなりの高密度化が進んでおり、記録伝送路での
ＳＮ比はむしろ悪化する傾向にある。第２及び第３の手
段は、誤り訂正のための冗長成分を付加しなければなら
ないため、余りに過度に訂正能力を高める必要性が生じ
るのでは、多値化によって高密度化を図ろうとする目的
を達成できず、意味がなくなる可能性がある。

【０００８】そこで本発明は、記録伝送媒体よって制限
されるＳＮ比の記録伝送路に於いて、前記伝送路での再
生信号に高出力を得られ、高密度記録／再生を実現する
多値記録再生装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、入力ディジタルデータ列を所定ビットずつ
区切り、各所定ビットのデータ列を該所定ビットのビッ
ト数により定まる数の信号点として、２次元信号空間上
の所定位置に変換し、前記信号点を２次元信号空間の各
座標軸上の値を多値レベルとして出力する変換部と、前
記変換部から順次出力される２系統の多値レベルを、互
いに直交関係にあり、同持続時間，同帯域を有する非直
線的な周波数変調のかけられた一対の非線形チャープ波
信号に、それぞれ対応付け、前記２系統の多値レベルが
得られる毎に、それらの多値レベルに比例して選択的に
前記非線形チャープ波信号の信号振幅を個々に制御し、
それら一対の非線形チャープ波信号を同時に発生するチ
ャープ波信号発生部と、前記チャープ波信号発生部から
発生された一対の直交非線形チャープ波信号を合成して
出力する信号合成部と、前記信号合成部からの合成波信
号を記録媒体に記録する記録部とで構成される多値記録
手段と、前記多値記録手段から出力される合成波信号を
外部の伝送路に出力する伝送路出力手段と、外部の伝送
路から到来する合成波信号を取り込む伝送路入力手段
と、前記記録媒体から多値レベルに対応付けて同持続時
間、同帯域を有する非直線的な周波数変調のかけられた
非線形チャープ波信号の合成波信号を再生する再生部
と、再生部により再生された合成波信号を直交検波し複
素信号に復調する直交検波部と、相関演算を施すことに
よって所望する復調信号に整合するための参照波信号と
の相互相関演算を行なう相関部と、前記相関部により得
られた波形信号を適切な時刻で標本化し、上記多値レベ
ルに比例させた上記非線形チャープ波信号の信号振幅と
比例して得られる標本化値を検出し、該当する多値レベ
ルを判定する判定部と、前記判定部により判定された多
値レベルをディジタルデータ列に変換して出力する変換
部とで構成される多値再生手段とからなる多値記録再生
装置を提供する。

【００１０】

【作用】以上のような構成の本発明の多値記録再生装置
では、非線形ＦＭパルスを基本パルスとして記録された
信号が最大出力を得て再生され、直交検波によってベー
スバンド帯域を有する複素信号に復調される。復調され
た信号は、等化処理により複素信号を構成する基本パル
スのパルス整形が行われ、波形干渉の影響が除去され
る。前記等化された複素信号は、セルフクロックにより
標本化され、伝送路での時間軸変動が除去されて検出値
が多値データ列のデータ時間間隔で得られる。検出値は
決められた多値レベルと比較され２値ディジタルの場合
と同様に判定され、多値データが確定し、必要に応じて
２値データ列に変換される。

【００１１】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。図１は、本発明による多値記録再生装置を
一実施例として磁気記録再生装置に適用した場合の構成
を示すブロック図である。この多値記録再生装置は、多
値データ記録部Ａと多値データ再生部Ｂに大別される。

【００１２】まず多値データ記録部Ａを説明する。入力
端子から記録２値ディジタルデータが２値基底データ−
多値データ変換部１に入力され、予め格納する２値基底
時系列データにより、２値ディジタルデータから多値時
系列データが生成される。

【００１３】前記２値基底データ−多値データ変換部１
は、前記２値基底時系列データを所定ビット（Ｌビッ
ト）毎に区切り多値データ系列として捉える。ここで前
記所定ビットとは、Ｍ進多値記録を行ないたい場合は、
Ｌ＝［ｌｏｇ₂Ｍ］ビットを指す。前記Ｍ進多値データ
が表せるＭ個のメッセージは、直交する２軸が形成する
２次元信号空間上のＭ個の信号点ｓ_i でも表すことがで
きる（ｉ＝１，２，…，Ｍ）。

【００１４】この２次元信号空間をなす２軸の一方をＩ
_m 軸（同相軸）、他方をＱ_m 軸（直交軸）と示すと、例
えば、図２に示すように、Ｍ個の信号点が設定され、任
意の１点の信号点は、Ｉ_m 軸及びＱ_m 軸の座標成分で表
すことができる。通常、信号点はＭ個のメッセージの発
生確率が皆等しいとして、互いの信号点間距離が等しく
なるように空間上均等に配置される。

【００１５】１つのＭ進多値データが示す情報は、この
任意の信号点ｓ_i を表わす座標、Ｉ_m 軸及びＱ_m 軸の２
つの値ｘ_k 、ｙ_k で表すことになる［ｓ_i ＝（ｘ_k ，ｙ
_k ）］。前記２値基底データ−多値データ変換部１で
は、多値伝送周期Ｔ_B 毎にクロック信号が出力されると
共に、多値伝送周期Ｔ_B 毎に２つの値ｘ_k 、ｙ_k を時系
列データとして出力する。

【００１６】次に、前記２値基底データ−多値データ変
換部１から出力される多値伝送周期Ｔ_B 毎に得られる２
つの座標値の時系列信号（変調信号）は、基本パルスの
持続時間だけ保持するホールド回路２に入力される。

【００１７】一方、多値伝送周期Ｔ_B 毎のクロック信号
は基本パルス発生部の発生タイミングを制御する基本パ
ルス発生切り替え部３に入力される。この基本パルス発
生切り替え部３は、前記クロック信号のタイミングで、
複数配された基本パルス発生部４の発生タイミングを随
時、切り替える。

【００１８】前記基本パルス発生部４のそれぞれは、同
帯域を有し、瞬時周波数の推移が等しく、且つ互いに直
交する直交基本パルスｍ₁ （ｔ）、ｍ_q （ｔ）が一対と
なり、持続時間をＴ_B で割った個数、用意されている。
前記各基本パルス発生部４から同時に出力される一対の
直交基本パルス信号は、各信号ごとに対応する増幅器５
に入力される。

【００１９】前記増幅器５は、前記ホールド回路２から
出力される信号により、各増幅器５のゲインが制御され
る。前記増幅器５からは、前記直交基本パルスが多値デ
ータに従って振幅を変えて、多値伝送周期Ｔ_B 毎に出力
される。直交基本パルスはそれぞれ加算器６で加算され
た後、合成器７で合成され、記録アンプ８を介して記録
信号として記録再生伝送路９に入力される。

【００２０】すなわち、多値データ記録部Ａでは、多値
データ信号と、互いに直交する直交基本パルスｍ
_i （ｔ）及びｍ_q （ｔ）とをそれぞれコンボリューショ
ンし、加算して記録信号（被変調信号）生成しているこ
とである。次に本発明の多値データ記録部Ａの基本原理
を説明する。まず、前述した直交基本パルスｍ_i （ｔ）
及びｍ_q （ｔ）は、次式で定義される非線形ＦＭパルス
波を用いる。

【００２１】

【数１】

【００２２】この直交基本パルス波形ｍ_i （ｔ）並びに
ｍ_q （ｔ）の生成しているベースバンド複素パルスは、
図３に示す如く瞬時周波数が持続時間ｔ_d の間に、−Δ
ω／２からΔω／２まで非直線的に推移する有限時間幅
をもつＦＭ波信号ｐ_i （ｔ）とｐ_q （ｔ）から成る。

【００２３】図４は、一般の搬送波方式の変調過程と比
較するために、この直交基本パルスの生成原理を説明し
ている。ベースバンド複素パルスｐ_I （ｔ）並びにｐ_Q
（ｔ）は次式で与えられるｐ_i （ｔ）とｐ_q （ｔ）即
ち、

【００２４】

【数２】

【００２５】である。式（３）から判るようにｐ
_I （ｔ）及びｐ_Q （ｔ）は互いに直交関係にある。この
ベースバンド複素パルスで搬送波ｃｓｏω_c ｔ、ｓｉｎ
ω_c ｔを直交変調して先に示した記録伝送のための基本
パルスｍ_i （ｔ）及びｍ_q （ｔ）を生成する。この非線
形ＦＭパルスは次の特徴を有する特殊なパルス波形であ
る。

【００２６】第１にパワースペクトルを任意に設定可能
である。すなわち、非線形ＦＭパルスはそのスペクトル
をみれば分かるようにベースバンドパルスの瞬時周波数
の推移の仕方をコントロールすることにより任意に周波
数分布を変えることが容易である。このことは、記録伝
送路にマッチした記録信号を作り出すのが容易であり、
再生出力を最大限に引き出せる。

【００２７】第２に、パルスエネルギーを最大限維持で
きる。すなわち、ベースバンド複素パルスｐ_I （ｔ）及
びｐ_Q （ｔ）はパルスエネルギーが与えられた振幅ｘに
対し最大限のエネルギーｘ² ｔ_d をもち、しかも制限さ
れた帯域を満足することができる。例えば、振幅ｘに対
し、ｘ² ｔ_d を満足するパルス波形として振幅ｘ、パル
ス幅ｔ_d の矩形波があるが、これは原理的に無限の帯域
幅をもつ。記録伝送路の制限帯域に於いてスペクトルを
任意に設定する目的で瞬時周波数の推移をどのように変
えたとしても、最大限エネルギーを維持できることは、
復調後の検出誤りに対し非常に有利となる。検出誤りを
左右するのはパルスの形ではなく、エネルギー自身であ
る。尚、基本パルスｍ_i （ｔ）とｍ_q （ｔ）も互いに位
相をπ／２異にする直交波形であることは言うまでもな
い。

【００２８】以上のように構成された多値データ記録部
Ａの記録原理について図５を参照して説明する。記録信
号は基本パルスである非線形ＦＭパルスｍ_i（ｔ）及び
ｍ_q（ｔ）を多値時系列信号ｄ_i （ｔ）及びｄ_q （ｔ）
とそれぞれコンボリューションして合成されて得られる
信号であるから、次式で表される。この記録信号をｍ
（ｔ）とすれば、

【００２９】

【数３】 となる。式（４）から分かるように記録信号ｍ（ｔ）の
最大ピーク値は、記録伝送路の最大入力振幅値Ａ_max に
制限される。即ち、

【００３０】

【数４】 を満たす振幅制御系数Ｇが掛かる。次に図１を再び参照
して、多値データ再生部Ｂについて説明する。多値デー
タ記録部Ａから出力され、記録再生伝送路９を通過した
信号は、再生信号として、再生アンプ１０を介して直交
検波部１１に入力される。

【００３１】前記直交検波部１１では、入力された再生
信号を２チャンネルに分岐し、第１のチャンネルの信号
には、局部発振器１２により発生する搬送波ｃｏｓω_c
ｔ、第２のチャンネルには、同搬送波をπ／２位相を変
えてｓｉｎω_c ｔを各乗算器１３ａ、１３ｂでそれぞれ
掛け算され出力される。

【００３２】前記局部発振器１２の発振周波数ω_c は、
先に定義された直交基本パルスの中心周波数ω_c に等し
い。掛け算され出力された２チャンネルの信号は、それ
ぞれ所定帯域以上をカットするＬＰＦ１４ａ，１４ｂを
通過する。前記ＬＰＦ１４ａ，１４ｂを通過した２チャ
ンネル信号は、それぞれベースバンド帯域を有する信号
となり、第１のチャンネルの信号を実部、第２のチャン
ネルの信号を虚部とするとベースバンド複素信号とな
る。

【００３３】前記ベースバンド複素信号は、所定の複素
関数である参照波とパルス整形処理部１５に於いて、複
素関数の相互相関演算が行われ、パルス整形され出力さ
れる。パルス整形されて、出力された２チャンネルの信
号は、クロック抽出部１６に入力されると同時に検出部
１７にも入力される。

【００３４】前記クロック抽出部１６では、前記２チャ
ンネルの信号からクロック信号が抽出され、その抽出ク
ロック信号は検出部１７に入力され、標本化タイミング
を与える。

【００３５】前記検出部１７は、与えられた標本化タイ
ミングにより、パルス整形処理部１５からの出力信号を
標本化する。このような検出タイミング周期Ｔ_B 毎に検
出された２チャンネルの標本化値の時系列データは、多
値レベル判定部１８に入力され、検出標本化値が表す検
出信号点ベクトルから正規信号点ベクトルを判定する処
理を行う。

【００３６】この判定により、Ｉ軸成分値並びにＱ軸成
分値は、先に設定された信号点Ｓの所定の多値レベルで
あり、多値データー２値基底データ変換部１９に入力さ
れて必要に応じて２値基底ディジタルデータ系列に変換
され、元のデータ列を復元する。図６及び図７を参照し
て、前述した再生の原理を説明する。通常、再生信号
は、記録伝送路の周波数伝達特性に影響されるが、ここ
では説明を容易にするため、記録信号ｍ（ｔ）がそのま
ま再生されるものとする。

【００３７】まず再生信号ｍ（ｔ）は、ｃｏｓω_c 及び
ｓｉｎω_c とかけ算されカットオフ周波数Δω／２のロ
ーパスフィルタ（以下ＬＰＦ）をそれぞれ通過し、高域
成分を除去した後複素関数ｍ_d （ｔ）の実部及び虚部と
して扱われる。いわゆる同期直交検波により複素関数ｍ
_d （ｔ）を得るのである。同様に複素関数である参照波
ｒ（ｔ）を使って圧縮処理と同時に、等化フィルタ処理
を兼ねて相互相関演算処理が行われる。

【００３８】この処理によって再生信号ｍ（ｔ）を生成
している基本パルスｍ_i （ｔ）及びｍ_q （ｔ）のベース
バンド複素パルスｐ_I（ｔ）及びｐ_Q （ｔ）は、それぞ
れ独立して時間軸方向に拡散されていたものが圧縮さ
れ、信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）として抽出される。独立
した信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）が得られるこれら処理の
原理は、次の説明で容易に理解できる。再生信号ｍ
（ｔ）は、式（１）のｍ_i （ｔ）、ｍ_q（ｔ）の定義式
及び

【００３９】

【数５】 と置いたθ（ｔ）を使って、

【００４０】

【数６】 と書き直せる。ｍ（ｔ）を同期直交検波すると次の複素
信号ｍ_d （ｔ）が得られる。

【００４１】

【数７】 として、これにＬＰＦを通すと式（８）の高域成分の項
は除去されて、直交検波信号ｍ_d （ｔ）の実部Ｉ
_d （ｔ）

【００４２】

【数８】 が得られる。同様にして、直交検波信号ｍ_d （ｔ）の虚
部Ｑ_d （ｔ）は、

【００４３】

【数９】 となり、ＬＰＦを通すと高域成分の項は除去されて、

【００４４】

【数１０】 として得られる。つまり同期直交検波信号ｍ_d （ｔ）
は、複素関数として

【００４５】

【数１１】 と表され、以後扱われる。

【００４６】次に同期直交検波により得られた複素関数
ｍ_d （ｔ）と参照波信号ｒ（ｔ）との複素関数どうしの
相互相関演算を行ない、直交振幅変調で表される２次元
信号平面の任意の信号点を示す互いに直交する信号Ｉ
（ｔ）及びＱ（ｔ）を求めることができる。このことを
原理的にわかりやすく説明すると次のように展開でき
る。いま参照波ｒ（ｔ）を

【００４７】

【数１２】 とすると、ｍ_d （ｔ）とｒ（ｔ）の相関演算は、式（１
２）を使って

【００４８】

【数１３】 で与えられる。式（１４）に式（３）と式（１３）を適
用すると、

【００４９】

【数１４】 同様に、

【００５０】

【数１５】 となるから、参照波ｒ（ｔ）を

【００５１】

【数１６】 となるように決めれば、式（１５）の虚部及び式（１
６）の実部は消去されて、式（１４）は、

【００５２】

【数１７】 として得られる。

【００５３】式（１８）から判るように、相関処理によ
って復調されたＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）は、多値記録信号
ｄ_i （ｔ）及びｄ_q （ｔ）と、整形されたパルスｈ
（ｔ）とのコンボリューションである。いま、これら整
形基本パルスｈ（ｔ）を次のように置いて、どのような
パルス波形なのかを知れば元の多値時系列データがどの
ように復元されるか理解できる。複素パルスｐ
_I （ｔ）、ｐ_Q （ｔ）、ｒ（ｔ）のスペクトルをそれぞ
れＰ_I （ω）、Ｐ_Q （ω）、Ｒ（ω）とすると、

【００５４】

【数１８】 と表せる。一方、ｐ_Q （ｔ）はｐ_I （ｔ）に対し位相が
π／２異なる。即ち

【００５５】

【数１９】 だから

【００５６】

【数２０】 となる。また、参照波ｒ（ｔ）は、

【００５７】

【数２１】 となるよう定めれば、複素パルスｐ_I （ｔ）及びｐ
_Q （ｔ）と参照波ｒ（ｔ）との相関演算は、次のように
なる。

【００５８】

【数２２】

【００５９】式（２３）〜式（２６）に示されるように
複素パルスｐ_I （ｔ）及びｐ_Q （ｔ）は参照波ｒ（ｔ）
により前者は複素関数の実部に、後者は虚部に、それぞ
れパルスｈ（ｔ）の波形で整形される。次に整形パルス
ｈ（ｔ）の最適する波形について説明する。

【００６０】Ｈ（ω）は図８に示す、レイズド・コサイ
ン特性をもつロールオフフィルタ特性をもつ波形であ
る。ロールオフ率ｒ［ｒ＝ω_x ／（ω_o ／２）；ω_o ＝
２πｆ_o ］の取り方でパルスｈ（ｔ）の波形が異なって
くるが、ｔ＝ｋＴ_B （ｋ：±１，±２，…，±∞，
Ｔ_B ：パルス伝送周期）で必ずゼロクロス点をもつ。従
って符号間干渉０のナイキスト第一基準を満たすため、
Ｔ_B 毎に並ぶパルスｈ（ｔ）は適切な標本化時刻で互い
に干渉しない。ここではＨ（ω）をサイドローブが最も
小さく、時間軸変動の影響を受けにくいロールオフ率ｒ
＝１の特性とする。結局図６，図７で示されるように再
生復調されたＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）は、

【００６１】

【数２３】 で与えられる。

【００６２】すなわち、記録した多値時系列信号ｄ
_i （ｔ）及びｄ_q （ｔ）と整形パルスｈ（ｔ）とのコン
ボリューション波形に他ならず、適正時刻でパルス伝送
周期Ｔ_B毎に再度標本化すれば、先に示したＩ_m 軸及び
Ｑ_m 軸の２つの値ａ_k 、ｂ_k に比例した値が求められ
る。ａ_k 、ｂ_k により信号点ｓ_i を判定し、多値時系列
データが求められ、それを２値基底データに変換するこ
とにより元の入力データを復元できる。

【００６３】高密度記録の手法として、狭トラック化や
線記録密度を向上させるには、記録再生するための構成
要素（メカニカルな構成要素や記録媒体）の改良が必要
になるが、この多値記録再生装置では変調そのもので高
密度化を達成できるため、その改良が不要となる。また
前記改良がなされれば、さらなる高密度化が本発明の多
値記録再生装置によって実現できる。

【００６４】また記録信号として、非線形ＦＭパルスを
用いるため磁気記録再生系の周波数特性に合致した記録
信号を生成できるので、再生出力を最大に引き出すこと
ができる。そのため与えられた記録再生系の伝送効率を
最大限に利用し、検出判定誤りの低減を実現する。

【００６５】さらに、多値レベルを非線形ＦＭパルスと
いう時間軸に拡散したパルスに対応させているため、記
録媒体の欠陥等による局部的にデータ誤りを引き起こす
要因に対しては、その影響を低減でき平均誤り率を低減
することができる。

【００６６】よって、本発明における高効率伝送を実現
できる理由は、基本パルスの非線形ＦＭ波の瞬時周波数
の推移の仕方を伝送路特性に合ったものにするのが容易
にできるため、記録信号を伝送路特性にマッチさせるこ
とができ、且つ推移の仕方をどのように変えようとも基
本パルスのもつエネルギーそのものは最大限に一定に保
たれることである。従って再生された信号のエネルギー
は最大効率で引き出されることになる。

【００６７】以上のように本発明によれば、磁気記録再
生系のように伝送路が特徴的周波数特性を有し、またそ
の伝送電力が制限される場合に於いて、伝送効率を最大
限に引き出し効果的に検出誤り率を低減する多値記録再
生装置を提供することにより、高密度記録再生を実現す
る。

【００６８】なお本発明に用いられた非線形パルスは、
スペクトル設計が自由で任意にコントロールできる特殊
パルス波形であり、伝送路周波数特性に合致したパルス
を作り出すことが容易である。また本発明は、前述した
一実施例に限定されるものではなく、他にも発明の要旨
を逸脱しない範囲で種々の変形や応用が可能であること
は勿論である。

【００６９】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、記
録伝送媒体よって制限されるＳＮ比の記録伝送路に於い
て、前記記録伝送路での再生信号に高出力を得られ、高
密度記録／再生を実現する多値記録再生装置を提供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明による多値記録再生装置を一実
施例として磁気記録再生装置に適用した場合の構成を示
すブロック図である。

【図２】図２は、２次元信号空間の任意の信号点の位置
を座標成分で表す図である。

【図３】図３は、ベースバンド複素パルスの瞬時周波数
の特性を示す図である。

【図４】図４は、一般の搬送波方式の変調過程と比較す
るための本発明による直交基本パルスの生成原理を説明
する図である。

【図５】図５は、基本パルスと多値時系列信号とをコン
ボリューションして合成し得られる記録信号を示す図で
ある。

【図６】図６は、記録信号を再生の原理を説明するため
の前半部分の図である。

【図７】図７は、記録信号を再生の原理を説明するため
の後半部分の図である。

【図８】図８は、レイズド・コサイン特性をもつロール
オフフィルタ特性を示す図である。

【符号の説明】

１…２値基底データ−多値データ変換部、２…ホールド
回路、３…基本パルス発生切り替え部、４…基本パルス
発生部、５…増幅器、６…加算器、７…合成器、８…記
録アンプ、９…記録再生伝送路、１０…再生アンプ、１
１…直交検波部、１２…局部発振器、１３ａ，１３ｂ…
乗算器、１４ａ，１４ｂ…ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）、１５…パルス整形処理部、１６…クロック抽出
部、１７…検出部、１８…多値レベル判定部、１９…多
値データー２値基底データ変換部。Ａ…多値データ記録
部、Ｂ…多値データ再生部。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力ディジタルデータ列を所定ビットず
   つ区切り、各所定ビットのデータ列を該所定ビットのビ
   ット数により定まる数の信号点として、２次元信号空間
   上の所定位置に変換し、前記信号点を２次元信号空間の
   各座標軸上の値を多値レベルとして出力する変換部と、 前記変換部から順次出力される２系統の多値レベルを、
   互いに直交関係にあり、同持続時間，同帯域を有する非
   直線的な周波数変調のかけられた一対の非線形チャープ
   波信号に、それぞれ対応付け、前記２系統の多値レベル
   が得られる毎に、それらの多値レベルに比例して選択的
   に前記非線形チャープ波信号の信号振幅を個々に制御
   し、それら一対の非線形チャープ波信号を同時に発生す
   るチャープ波信号発生部と、 前記チャープ波信号発生部から発生された一対の直交非
   線形チャープ波信号を合成して出力する信号合成部と、 前記信号合成部からの合成波信号を記録媒体に記録する
   記録部とで構成される多値記録手段と、 前記多値記録手段から出力される合成波信号を外部の伝
   送路に出力する伝送路出力手段と、 外部の伝送路から到来する合成波信号を取り込む伝送路
   入力手段と、 前記記録媒体から多値レベルに対応付けて同持続時間、
   同帯域を有する非直線的な周波数変調のかけられた非線
   形チャープ波信号の合成波信号を再生する再生部と、 再生部により再生された合成波信号を直交検波し複素信
   号に復調する直交検波部と、 相関演算を施すことによって所望する復調信号に整合す
   るための参照波信号との相互相関演算を行なう相関部
   と、 前記相関部により得られた波形信号を適切な時刻で標本
   化し、上記多値レベルに比例させた上記非線形チャープ
   波信号の信号振幅と比例して得られる標本化値を検出
   し、該当する多値レベルを判定する判定部と、 前記判定部により判定された多値レベルをディジタルデ
   ータ列に変換して出力する変換部とで構成される多値再
   生手段とを具備することを特徴とする多値記録再生装
   置。