JPH0551211B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導式近接スイツチ用の発振器／復
調器回路装置に関する。

〔従来の技術〕

たとえば雑誌「産業エレクトロニクスおよびマ
イクロエレクトロニクス（Electronique et
Microelectronique Industrielle）」、1975年６月
15日、第54〜56頁からの公知の、後段に接続され
ている復調器および積分器を有する発振器回路装
置が原理的に第８図に示されている。この回路装
置は、エミツタ抵抗R_Eを有するトランジスタT₁
により形成されたトランジスタ増幅器段と、トラ
ンジスタT₂およびT₃により形成された電流ミラ
ーにより実現されている正帰還回路とを含んでい
る。増幅器段のトランジスタT₁のベース回路内
に、コンデンサＣおよびコイルＬにより形成され
た並列共振回路とこの共振回路に直列に２つのダ
イオードD₁およびD₂の直列回路とが接続されて
いる。共振回路のコイルは開いた半殻状のフエラ
イトコアＫを有し、それにより形成される電磁界
は破線で概要を示されている。コアＫに金属板ま
たは金属羽根Ｍが近接すると、上記電磁界の一部
分が吸収され、発振回路の発振がそれに応じて制
御される。それによつて、ループゲインが１より
も小さくなれば、発振振幅が小さくなり、または
発振が完全に途絶える。

近接スイツチ用の回路装置には前記の発振器の
後に復調器１および積分器２が接続されている。
これらは第８図中に単にブロツクで示されてお
り、ここで詳細に説明する必要はない。

スイス特許第421237号明細書および相応の米国
特許第3350660号明細書から、（第８図中の抵抗
R_Eに相応する）エミツタ抵抗に１つの抵抗が直
列に接続されており、この直列に接続されている
抵抗が設定可能な間隔ヒステリシスの実現のため
に電子スイツチにより発振器（発振する発振器ま
たは発振しない発振器）の発振状態に関係して発
振器トランジスタのエミツタ回路にスイツチオン
またはスイツチオフされる前記の種類の回路装置
は既に公知である。直列抵抗が電子スイツチによ
り短絡されているか、またはエミツタ回路にスイ
ツチオンされているかに応じて、発振器内のゲイ
ンが高くされ、または低くされ、従つて発振器の
発振状態から非発振状態への（またはその逆の）
切換が、発振器の周波数決定回路に対して強磁性
物体が近接または離隔する際に種々の間隔で行わ
れ得る。すなわちスイツチングヒステリシスが実
現される。

このように発振器トランジスタのエミツタ回路
内の抵抗値の変更によりスイツチングヒステリシ
スを実現する際には、間隔は絶対的であり、ヒス
テリシスの相対的な高さは互いに無関係に設定可
能でない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明の目的は、前記種類の回路装置であつ
て、前記２つの大きさのこのような無関係な設定
が可能である回路装置を提供することである。

〔問題点を解決するための手段〕

この目的は、本発明によれば、特許請求の範囲
第１項に記載の回路装置により達成される。

本発明の実施態様は特許請求の範囲第２項以下
に記載されている。

〔実施例〕

以下、第１図ないし第７図に示されている実施
例により本発明を一層詳細に説明する。

第１図による回路装置で要素T₁ないしT₃，R_E
ならびにＬ，Ｃは第８図によ公知の回路装置の既
に説明した要素に相応する。本発明による回路装
置は好ましくは集積回路技術で構成されるので、
入力端子１０は引き出して示されており、この入
力端子１０には並列共振回路Ｌ，Ｃが外部接続可
能である。相応のことが、引き出して示された端
子１１，１２および１３にも当てはまる。端子１
１には抵抗R_Aが外部接続可能であり、この抵抗
R_Aはそれ自体は公知の仕方で、本発明による発
振器／復調器回路装置を含む誘導式近接スイツチ
のスイツチング間隔（近接スイツチが切換わる際
の金属板または金属羽根Ｍの間隔）およびスイツ
チングヒステリシスを設定する役割をする。これ
については、第８図による公知の回路装置が説明
されている前記文献に示されている。

端子１２には積分コンデンサC₁が外部接続可
能であり、その機能は公知であるから、作用の仕
方の説明は省略する。

端子１３から回路装置に供給電圧U_Vを供給し
得るようになつている。

第１図による回路装置はさらに、ダイオードと
して接続されており、電流ソースＩにより電流を
与えられるトランジスタT₁₀を含でんおり、この
トランジスタT₁₀は、発振器／復調器の増幅器段
を形成するトランジスタT₁のベース−エミツタ
間のしきい電圧に対する補償要素として作用す
る。この点では、このダイオードとして接続され
ているトランジスタT₁₀の作用の仕方は第８図に
よる公知の回路装置内のダイオードの１つの作用
の仕方と一致している。以下に一層詳細に説明さ
れるように、このダイオードとして接続されてい
るトランジスタT₁₀の機能は第８図による公知の
回路装置内の相応のダイオードの機能を越えてい
るので、それらの作用の仕方はもはや完全には一
致していない。

第１図による本発明による回路装置内では、ダ
イオードとして接続されているトランジスタT₁₀
は、それぞれエミツタ枝路の抵抗R₁₁またはR₁₂
を介して接地点に接続されている２つの別のトラ
ンジスタT₁₁およびT₁₂と共に第１の電流ミラー
を形成し、ダイオードとして接続されているトラ
ンジスタT₁₀はこの第１の電流ミラーに対する基
準要素としての役割をし、またそれぞれエミツタ
抵抗R₁₁，R₁₂を有する両トランジスタT₁₁および
T₁₂はこの基準要素によりそれらのベースで共通
に駆動される。その際に、ダイオードとして接続
されており基準要素としての役割をするトランジ
スタT₁₀のベースと第１の電流ミラーのトランジ
スタT₁₁およびT₁₂のベースと増幅器段を形成す
るトランジスタT₁のベースとは互いに接続され
ている。この接続は以下では“ベースバス”と呼
ばれる。

第１図による本発明による回路装置はさらに、
ダイオードとして接続されているトランジスタ
T₁₃とエミツタ枝路内に供給電圧に接続されてい
る抵抗R₁₄を有するトランジスタT₁₄とにより形
成される第２の電流ミラーを含んでいる。この第
２の電流ミラー内で、ダイオードとして接続され
ているトランジスタT₁₃はトランジスタT₁₄を制
御する基準要素を形成する。両電流ミラー内で、
トランジスタT₁₁およびT₁₃またはT₁₂およびT₁₄
のコレクタ−エミツタ間は直列に接続されてい
る。第１の電流ミラーのトランジスタT₁₀，T₁₁，
T₁₂は第２の電流ミラーのトランジスタT₁₃，T₁₄
と反対の伝導形を有する。さらに、第１の電流ミ
ラー内の制御されるトランジスタT₁₁，T₁₂のエ
ミツタ枝路内の抵抗R₁₁，R₁₂は第２の電流ミラ
ーの内の制御されるトランジスタT₁₄のエミツタ
枝路内の抵抗R₁₄よりも大きい。

トランジスタT₁₂およびT₁₄のコレクタの接続
点は本発明による発振器／復調器回路装置の出力
端１４に接続されている。

明らかに前記の両電流ミラーはトランジスタ増
幅器段T₁の入力回路内で有効な二重電流ミラー
を形成し、その際にそれらから供給される電流、
すなわちトランジスタT₁₂およびT₁₄のコレクタ
電流は回路出力端１４において差し引かれる。

本発明による発振器／復調器回路装置が誘導式
近接スイツチ内の後段に電流を供給しなければな
らないことを示すため、第１図中にはさらに、こ
こでは先ず概要図で集積回路２０が示されてお
り、その入力トランジスタのみに参照符号T₂₀が
付されている。この段はここでは詳細に説明され
ないそれ自体は公知の段である。ここで説明する
作用の仕方に対しては、第７図による回路装置の
作用の仕方に無関係に、第２図ないし第６図によ
り一層詳細に説明されるように、発振器／復調器
回路装置がシユミツトトリガ内のトランジスタ
T₂₀を制御するための出力電流を供給しなければ
ならないことだけが重要である。

本発明による回路装置を説明するため、第２図
では端子１０に第１図による共振回路Ｌ，Ｃの代
わりに可変の一定電圧を供給するソースＥが接続
されているものとする。以下の説明は先ず、ダイ
オードとして接続されているトランジスタT₁₀が
常に定電流ソースＩから供給されるたとえば１０
μAの一定電流を流されることから出発すること
にする。この場合、標準構造に対して、このダイ
オードとして接続されているトランジスタT₁₀に
おいて620ｍＶの電圧が測定される。さらに、ダ
イオードとして接続されているトランジスタT₁₀
ならびにトランジスタT₁₁，T₁₂およびT₁が同一
の構造を有するものとする。

ソースＥから供給される電圧が零に等しいなら
ば、トランジスタT₁₁，T₁₂およびT₁は、それぞ
れのエミツタ抵抗R₁₁，R₁₂およびR_Eが無効であ
るかぎり、同一の電流を通ずる。

第５図に示されているように、ソースＥから供
給される電圧をたとえば−150ｍＶから＋150ｍＶ
まで変化させると、上記トランジスタのコレクタ
電流はトランジスタのベース−エミツタ間に対す
るそれ自体は公知のダイオード式に従つて変化す
る。この関係は、コレクタ電流I_Cを縦軸に対数で
とつた第５図に直線ａで記入されている。

しかしエミツタ抵抗が有効であると、コレクタ
電流の経過は曲線ｂのように元の直線ａの下側に
位置する。エミツタ抵抗における電圧降下が約10
ｍＶよりもはるかに小さい値に留まれば、直線ａ
からの偏差はほとんど目立たない。前記の対数的
なダイオード法則に基づいてベース−エミツタ間
制御電圧の１ｍＶの上昇は常にコレクタ電流の４
％の上昇を意味する。しかしながら、エミツタ抵
抗における電圧降下が大きくなるほど、直線ａか
らの偏差は著しくなる。

１つの電流ミラー内の１つの制御されるトラン
ジスタのエミツタ面積がたとえば係数ｍだけ大き
いならば、エミツタ抵抗が作用しないかぎり、コ
レクタ電流も同じくこの係数ｍだけ大きい。この
場合が第５図中に曲線ｃにより示されている。こ
の曲線ｃは間隔ｍをおいて曲線ａに対して正確に
平行に延びている。エミツタ抵抗が有効であれ
ば、直線ａおよび曲線ｂの場合と同様に、曲線ｄ
１およびｄ２により示されているように直線から
の偏差が生じ、その際にこれらの両曲線はエミツ
タ抵抗の種々の値に対して当てはまる。面積比ｍ
が特に４であれば、基準構造と比較して同一のコ
レクタ電流に対して約36ｍＶだけ小さいベース−
エミツタ制御電圧が必要である。必要なベース−
エミツタ制御電圧がより小さいことに相応して、
同一のコレクタ電流に対するエミツタ抵抗におけ
る電圧降下はより大きくてよい。その結果、曲線
ｄ１およびｄ２はエミツタ抵抗の種々の値に対し
て、直線ａからの曲線ｂの曲がりよりも強く直線
ｃから曲がる。

直線ａまたは曲線ｂに示されている関係は第２
図による電流ミラーまたは電流ミラーT₁₀，T₁₁
およびT₁（以下では“電流バンク”とも呼ばれ
る）に相応する。

直線ｃまたは曲線ｄ１，ｄ２により示されてい
る関係は第３図による電流ミラーまたは第２図な
いし第４図中に参照符号I_C1を付されているトラ
ンジスタT₁₁のコレクタ電流により駆動される電
流ミラーT₁₃，T₁₄，R₁₄に相応する。

出力端１４に流れる差電流はほぼ第５図による
曲線ｂおよびｄ１，ｄ２の差に相応する。この事
情は第４図中に、トランジスタT₁₄およびT₁₂の
コレクタの間の接続が断たれており、それぞれ参
照符号I_C2またはI_C3を付されているコレクタ電流
の差が測定計器Ｓにより測定されるものとして示
されている。差I_C2−I_C3は第６図中に第５図によ
るそれぞれの経過ｄ１またはｄ２に対して曲線ｇ
１またはｇ２の形態で示されている。電流I_C3お
よびI_C2は第６図中に曲線ｅならびにｆ１および
ｆ２により示されており、その際に曲線ｆ１およ
びｆ２は第５図による曲線ｄ１およびｄ２に相応
して同じくエミツタ抵抗の種々の値に対して当て
はまる。第６図でも電流は縦軸に対数をとつて記
入されている。

第６図に示されているように、曲線ｇ１，ｇ２
による差電流I_C2−I_C3は曲線ｆ１，ｆ２およびｅ
のそれぞれの交点から左の紙面内の全範囲内で正
である。すなわち、pnpトランジスタT₁₄のコレ
クタから到来する電流I_C2はnpnトランジスタT₁₂
のコレクタ電流I_C3よりも大きい。この範囲内で
は第１図によるシユミツトトリガ２０が能動化さ
れる。それから上側または右側では差電流は急峻
に低下し、最後に符号を反転するので、第１図に
よるシユミツトトリガ２０は非能動化される。

差電流曲線ｇ１またはｇ２は実際上、整流器特
性を示す。第２図ないし第４図によるソースＥか
ら供給される制御電圧がそれぞれ前記交点に相当
する電圧を越えて上昇すると、npnトランジスタ
T₁₂は飽和状態に達する。その後は、ベース電流
がコレクタ電流および電流増幅率の比に等しいと
いう関係はもはや成り立たない。ベース電流は著
しく増大し、従つて電流バンクは無効となる。

トランジスタT₁₁，T₁₂およびT₁の互いに接続
されたベースにより形成されるベースバスにおけ
るインピーダンスが予め非常に高かつた（エミツ
タ抵抗および電流増幅率の値の積にほぼ等しい）
間は、上記インピーダンスは第６図の前記交点に
相当する電圧よりも大きい制御電圧に対しては電
流増幅率の係数だけ小さくなる。

第１図による発振器／復調器回路装置の帰還経
路は、発振器増幅器段を形成するトランジスタ
T₁および電流ミラーT₂，T₃，R₃により閉じられ
る。入力端子１０には、説明の目的で等価回路で
記入された第２図ないし第４図による制御信号ソ
ースＥの代わりに冒頭に説明したような近接スイ
ツチの並列共振回路Ｌ，Ｃが接続されている。こ
の共振回路における電圧の上昇はトランジスタ
T₁を通る電流を上昇させる。この電流は電流ミ
ラーT₂，T₃，R₃を介して鏡像的にトランジスタ
T₃を通る電流に反映され、また共振回路に帰還
される（その際にR₃は単に或る安定化作用を有
する）。この電流は同様に上昇する。共振回路の
インピーダンスにおいて、このことは再び電圧の
上昇に通じ、その際にこの帰還は元の電圧上昇を
強める向きに作用する。すなわち、この帰還は各
発振を励起するために必要な正帰還として作用す
る。

第１図による回路装置は、共通に入力端子１０
における制御電圧により制御される複数個の電流
ソースまたは電流シンクを含んでいる。その際に
第２の電流ミラーのトランジスタT₁₃，T₁₄は相
異なるエミツタ面積比を有し、その際に基準要素
として作用するトランジスタT₁₃および制御され
るトランジスタT₁₄のエミツタ面積比は特に１：
４に等しい。第１の電流ミラー内のトランジスタ
T₁₀，T₁₁およびT₁₂は同一または１から著しくは
異ならないエミツタ面積比を有する。特に、第１
の電流ミラー内の制御されるトランジスタT₁₁，
T₁₂のエミツタ枝路内の抵抗R₁₁，R₁₂も第２の電
流ミラー内の制御されるトランジスタT₁₄のエミ
ツタ枝路内の抵抗R₁₄よりも大きい。

同一のエミツタ面積比を有するトランジスタ
T₁₀およびT₁₁により形成される電流シンク（第
２図）を通つて（エミツタ抵抗R₁₁が有効な際
の）制御電圧零に対して、ダイオードT₁₀内で定
められた電流に等しい電流が流れる。入力−制御
電圧の関数としての出力電流I_C1（第２図）の経過
は第５図中の曲線ｂに相当する。

この電流I_C1は第３図によれば（相異なる面積
比を有する）pnpトランジスタT₁₃，T₁₄により構
成された電流ソース内へ流れる。この電流ソース
から供給される電流I′_C2は、トランジスタT₁₄のエ
ミツタ面積とトランジスタT₁₃のエミツタ面積と
の比をｍとすれば、電流I_C1よりも係数ｍだけ大
きい。このことは、相応のエミツタ抵抗R₁₄に無
視し得る小さい電圧降下しか生じないかぎり、当
てはまる。しかし、この電流ソースの電流I_C2は
大きな電流に対しては、その場合には電圧降下が
より大きいために、電流シンクを形成する第４図
によるトランジスタT₁₂内の電流I_C3に比較して緩
やかに上昇する。この事情は第６図に抵抗R₁₄の
種々の値に対して、第５図による曲線ｄ１，ｄ２
に相応するそれぞれの曲線ｆ１またはｆ２に示さ
れている。

第１図によるシユミツトトリガ２０の形態の後
続の回路は、出力端子１４により、すなわちトラ
ンジスタT₁₄およびT₁₂のコレクタの接続点によ
り駆動される。すなわち、これらの両コレクタ電
流I_C2およびI_C3の差がシユミツトトリガ２０の入
力トランジスタT₂₀の駆動のために利用される。
第５図および第６図により既に説明されたよう
に、電流ソースT₁₄のコレクタ電流I_C2は小さい電
流に対しては（すなわち制御電圧Ｅの負の値に対
しては）電流シンクT₁₂の電流I_C3よりも常に大き
い。すなわち、電流差I_C2−I_C3は負の制御電圧Ｅ
に対しては常に正である。しかし、電流ソースを
形成するトランジスタT₁₄のコレクタ電流はより
大きい電流では緩やかにしか上昇せず、従つて電
流I_C3は制御電圧の特定の値を凌駕し、また理論
的に負の電流差が生ずる。共振回路Ｌ，Ｃにおけ
る電圧上昇は、電流シンクとして作用するトラン
ジスタT₁₂の前記の飽和が開始するときに制限さ
れ、その際にトランジスタT₁₁，T₁₂，T₁のベー
スバスにおけるインピーダンスは低下し、それに
より共振回路Ｌ，Ｃはドラスチツクに（100より
も大きい係数だけ）より強く負荷され、また増幅
率は低下する。発振回路における振幅がこの制限
の際にその最大値に到達した後に、発振回路にお
ける振幅は先に上昇したときと同一の仕方で低下
する。発振回路内に蓄積されたエネルギーが、負
の向きの振幅が正の向きの振幅と正確に同じ大き
さになるようにする（直流成分すなわち非対称性
は発振回路では可能でない）。

制限の高さは、電流差I_C2−I_C3が正負符号を変
化する制御電圧により与えられている。それはエ
ミツタ抵抗R₁₁，R₁₂，R₁₄の選定ならびに前記の
意味でのエミツタ面積比の選定により定められ
る。

以上の説明から明らかなように、本発明による
二重電流ミラーは第６図の曲線ｇ１，ｇ２による
制限作用に基づいて同時に復調器として作用す
る。

以上の説明に関して指摘すべきこととして、
“電流ミラー”という用語は通常の意味ですべて
の枝路内の電流の正確な比例性を意味する。この
ことは、以上に説明した電流ミラーでは小さい電
流に対して同じく満足されている（第５図中の直
線ａおよびｃ）。エミツタ回路内の意図的な非対
称性により、もはや直線的な経過を示さない（第
５図中の曲線ｂおよびｄ）伝達関数が意図的に得
られる。本発明の意味で“電流ミラー”という用
語はこの事情をも含んでいる。

発振器／復調器回路装置内に本発明により二重
電流ミラーを構成することよつて一連の利点が得
られる。制限（第６図参照）が温度に対して安定
であり、また約200ｍＶピークピーク値以下の値
にある。さらにループゲインがより大きく、また
そのばらつきがより小さい。

平衡端子１１（第１図による外部端子R_A）に
おけるインピーダンスが第８図の回路装置の場合
よりも低く選定され得るし、またそのばらつきが
小さい。最後に、同時に得られる復調機能も、そ
の他のダイオード温度係数を考慮に入れる必要が
ないので、温度に対して安定である。復調特性曲
線は急峻であり、このことは増幅率が高いことに
相当する。

第７図には、本発明により実現されたスイツチ
ングヒステリシスの１つの実施例を有する第１図
による回路装置が示されている。第１図による回
路装置の要素と同一の参照符号を付されている第
７図中の要素に関しては第１図による回路装置に
対する説明に準ずる。

シユミツトトリガ２０内でトランジスタT₂₀の
コレクタ−エミツタ間にトランジスタT₂₁がその
ベースで接続されており、そのエミツタは供給電
圧U_V（端子１３）に接続されている。このトラン
ジスタT₂₁は２つのコレクタを有し、その一方は
図示されていない１つの抵抗を介してシユミツト
トリガ２０内の同じく図示されていない１つのト
ランジスタのベースに接続されている。トランジ
スタT₂₁の他方のコレクタは増幅器２１を介し
て、バツフアとして作用する２つのゲート２２お
よび２３の入力端に導かれている。これらの両ゲ
ート２２および２３を介して２つの出力端Ｑおよ
び−に排他的論理和出力信号が発生される。

さらに、増幅器２１の出力端はバツフアとして
作用する別のゲート２４に導かれており、その出
力により電子的スイツチが制御される。この実施
例では電子的スイツチはトランジスタスイツチ
T₂₂である。このスイツチングトランジスタT₂₂
のコレクタは回路装置の外部に導き出された端子
１５と可変抵抗R_Hとを介して回路装置の端子１
２に導かれている。本発明によれば、端子１２と
１５との間の要素が個別抵抗である必要はない。
それどころか、全抵抗の変更のために切換可能で
ある１つの抵抗網が設けられていてもよく、切換
のためにはトランジスタT₂₂のような電子的スイ
ツチが用いられ得る。

第１図による発振器／復調器回路装置の作動の
仕方は第２図ないし第４図の等価回路図および第
５図および第６図のグラフにより既に詳細に説明
された。第７図による回路装置では増幅器２１
に、第８図による金属羽根Ｍの近接に関する報
知、従つてまた発振器の発振または非発振状態に
関する報知のみを与えるデイジタル信号のみが与
えられる。

本回路装置にとつて重要なことは、シユミツト
トリガ２０の前の回路部分のなかで発振器および
復調器が分離不可能な仕方で機能的に結合されて
おり、従つて間隔／発振振幅、発振振幅／復調器
電流、復調器電流／スイツチング点の関係が、復
調器接続の切換によりヒステリシスと間隔との一
義的な対応付けが構成部分の絶対値または増幅器
の電流増幅率の許容差または変動により認められ
るほど影響されることなく実現されるように回路
およびジオメトリ関係により一義的に定められて
いることである。復調器回路の特性は第７図によ
る実施例では主として、シユミツトトリガ２０の
出力信号に関係してスイツチングトランジスタ
T₂₂の導通または遮断状態において回路出力端１
４から接地点に接続されており、もしくは作用し
ていない設定可能な抵抗R_Hにより定められてい
る。それによつてヒステリシスおよび間隔が互い
に無関係に抵抗R_AおよびR_Hを介して設定可能で
ある。ここに説明された実施例の主要な利点の１
つは、ヒステリシス設定用の抵抗R_Hがトランジ
スタ増幅器段T₁のエミツタ回路内に位置してお
らず、従つて抵抗R_Hに発振振幅が生ぜず、従つ
てまた抵抗R_Hに含まれる寄生キヤパシタンスが
発振器の発振挙動にもはや影響を及ぼさないこと
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による発振器／復調器回路装置
の１つの実施例の回路図、第２図ないし第４図は
それぞれ第１図による回路装置の作動の仕方を説
明するための部分回路図、第５図および第６図は
それぞれ第１図による回路装置の作動の仕方を説
明するための電流−電圧関係を示すグラフ、第７
図は本発明により実現されたヒステリシスを有す
る発振器／復調器回路装置の１つの実施例の回路
図、第８図は公知の回路装置の原理図である。 １０……入力端子、１１……スイツチング間隔
およびヒステリシス設定用抵抗接続端子、１２…
…積分コンデンサ接続端子、１３……供給電圧接
続端子、１４……回路出力端子、１５……スイツ
チングヒステリシス設定用抵抗接続端子、２０…
…シユミツトトリガ、２１……増幅器、２２〜２
４……ゲート、Ｋ……コア、Ｍ……金属羽根。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘導式近接スイツチ用の発振器／復調器回路
   装置であつて、入力回路に発振制御可能な共振回
   路Ｌ，Ｃが接続されているトランジスタ増幅器段
   T₁，R_E；T₁，R_E，R_Aと、 トランジスタ増幅器段T₁，R_E；T₁，R_E，R_Aの
   出力回路から入力回路への正帰還回路T₂，T₃，
   R₃と、 トランジスタ増幅器段T₁，R_Eの入力回路内の
   リミツタ枝路T₁₀，T₁₂と、 トランジスタ増幅器段T₁，R_Eの入力回路内で
   有効な二重電流ミラーT₁₀，T₁₁，T₁₂，R₁₁，
   R₁₂；T₁₃，T₁₄，R₁₄とを備え、この二重電流ミ
   ラーにおいては第１の電流ミラーT₁₀，T₁₁，
   T₁₂，R₁₁，R₁₂と第２の電流ミラーT₁₃，T₁₄，
   R₁₄とが、それらから供給される電流I_C2，I_C3が回
   路出力端１４において差し引かれるように互いに
   接続されており、第１の電流ミラーの制御電流
   は、共振回路Ｌ，Ｃをトランジスタ増幅器段T₁，
   R_E，R_Aの制御入力端と接続する基準要素T₁₀を流
   れる電流によつて決定され、第２の電流ミラーは
   第１の電流ミラーによつて制御され、両電流ミラ
   ーは、共振回路の電圧に関係する差電流が回路出
   力端１４に生じるように異なる電流比係数を有す
   る回路装置において、 設定可能なヒステリシスを実現するため、回路
   出力端１４に接続されている抵抗回路網R_Hが切
   換可能であることを特徴とする誘導式近接スイツ
   チ用回路装置。 ２ 回路出力端１４に接続されているシユミツト
   トリガ２０を有し、抵抗回路網R_Hがシユミツト
   トリガ出力信号の関数として切換可能であること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の回路装
   置。 ３ 電子スイツチT₂₂が抵抗回路網R_Hの切換のた
   めに設けられていることを特徴とする特許請求の
   範囲第１項または第２項記載の回路装置。 ４ シユミツトトリガ出力信号を排他的論理和出
   力信号として伝達するための論理回路（２１ない
   し２４）を有し、抵抗回路網R_Hが論理回路（２
   １ないし２４）を介して切換可能であることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項ないし第３項のい
   ずれか１項に記載の回路装置。