JPS61295719A - 誘導式近接スイツチ用回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導式近接スイッチ用の発振器／復調器回路
装置に関する。

〔従来の技術〕

たとえば雑誌「産業エレクトロニクスおよびマイクロエ
レクトロニクス（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｑｕｅ　ｅｔ　Ｍ
ｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｑｕｅ　　Ｉｎｄｕｓｔｒ
ｉｅ１１ｅ）　　Ｊ　　、　１９７５年６月１５日、第
５４〜５６頁から公知の、後段に接続されている復調器
および積分器を有する発振器回路装置が原理的に第８図
に示されている。この回路装置は、エミッタ抵抗Ｒεを
有するトランジスタＴ、により形成されたトランジスタ
増幅器段と、トランジスタＴ２およびＴ３により形成さ
れた電流ミラーにより実現されている正帰還回路とを含
んでいる。増幅器段のトランジスタＴ１のベース回路内
に、コンデンサＣおよびコイルしにより形成された並列
共振回路とこの共振回路に直列に２つのダイオードＤ１
およびＤ２の直列回路とが接続されている。共振回路の
コイルは開いた半殻状のフェライトコアＫを有し、それ
により形成される電磁界は破線で概要を示されている。

コアＫに金属板または金属羽根Ｍが近接すると、上記電
磁界の一部分が吸収され、発振回路の発振がそれに応じ
て制御される。それによって、ループゲインが１よりも
小さくなれば、発振振幅が小さくなり、または発振が完
全に途絶える。

近接スイッチ用の回路装置には前記の発振器の後に復調
器１および積分器２が接続されている。

これらは第８図中に単にブロックで示されており、ここ
で詳細に説明する必要はない。

スイス特許第４２１２３７号明細書および相応の米国特
許第３３５０６６０号明！Ｉ書から、（第８図中の抵抗
Ｒ【に相応する）エミッタ抵抗に１つの抵抗が直列に接
続されており、この直列に接続されている抵抗が設定可
能な間隔ヒステリシスの実現のために電子スイッチによ
り発振器（発振する発振器または発振しない発振器）の
発振状態に関係して発振器トランジスタのエミッタ回路
にスイッチオンまたはスイッチオフされる前記の種類の
回路装置は既に公知である。直列抵抗が電子スイッチに
より短絡されているか、またはエミッタ回路にスイッチ
オンされているかに応じて、発振器内のゲインが高くさ
れ、または低くされ、従って発振器の発振状態から非発
振状態への（またはその逆の）切換が、発振器の周波数
決定回路に対して強磁性物体が近接または離隔する際に
種々の間隔で行われ得る。すなわちスイッチングヒステ
リシスが実現される。

このように発振器トランジスタのエミッタ回路内の抵抗
値の変更によりスイッチングヒステリシスを実現する際
には、間隔は絶対的であり、ヒステリシスの相対的な高
さは互いに無関係に設定可能でない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明の目的は、前記！類の回路装置であって、前記２
つの大きさのこのような無関係な設定が可能である回路
装置を提供することである。

〔問題点を解決するための手段〕

この目的は、本発明によれば、特許請求の範囲第１項に
記載の回路装置により達成される。

本発明の実施態様は特許請求の範囲第２項以下に記載さ
れている。

〔実施例〕

以下、第１図ないし第７ＦＩ！Ｊに示されている実施例
により本発明を一層詳細に説明する。

第１図による回路装置で要素Ｔ、ないしＴ３、ＲＥなら
びにり、Ｃは第８図によ公知の回路装置の既に説明した
要素に相応する６本発明による回路装置は好ましくは集
積回路技術で構成されるので、入力端子１０は引き出し
て示されており、この入力端子１０には並列共振回路り
、Ｃが外部接続可能である。相応のことが、引き出して
示された端子１１．１２および１３にも当てはまる。端
子１１には抵抗Ｒ＾が外部接続可能であり、この抵抗Ｒ
Ａはそれ自体は公知の仕方で、本発明による発振器／復
調器回路装置を含む誘導式近接スイッチのスイッチング
間隔（近接スイッチが切換わる際の金属板または金属羽
根Ｍの間隔）およびスイッチングヒステリシスを設定す
る役割をする。

これについては、第８図による公知の回路装置が説明さ
れている前記文献に示されている。

端子１２には積分コンデンサＣ１が外部接続可能であり
、その機能は公知であるから、作用の仕方の説明は省略
する。

端子工３から回路装置に供給電圧ＵＶを供給し得るよう
になってＪＪ）る。

第１図による回路装置はさらに、ダイオードとして接続
されており電流ソースＩにより電流を与えられるトラン
ジスタＴＩＯを含んでおり、このトランジスタＴＩＯは
、発振器／復ｌ！器の増幅器段を形成するトランジスタ
Ｔ１のベース−エミッタ間のしきい電圧に対する補償要
素として作用する。

この点では、このダイオードとして接続されているトラ
ンジスタＴＩＯの作用の仕方は第８図による公知の回路
装置内のダイオードの１つの作用の仕方と一致している
。以下に一層詳細に説明されるように、このダイオード
として接続されているトランジスタＴ１ｏの機能は第８
図による公知の回路装置内の相応のダイオードの機能を
越えているので、それらの作用の仕方はもはや完全には
一致していない。

第１図による本発明による回路装置内では、ダイオード
として接続されているトランジスタＴＩＯは、それぞれ
エミッタ枝路の抵抗Ｒ目またはＲＩ２を介して接地点に
接続されている２つの別のトランジスタＴ１１およびＴ
Ｉ２と共に第１の電流ミラーを形成し、ダイオードとし
て接続されているトランジスタＴＩｏはこの第１の電流
ミラーに対する基準要素としての役割をし、またそれぞ
れエミッタ抵抗Ｒ目、ＲＩ２を有する両トランジスタＴ
１１およびＴＩ２はこの基準要素によりそれらのベース
で共通に駆動される。その際に、ダイオードとして接続
されており基準要素としての役割をするトランジスタＴ
ＩＯのベースと第１の電流ミラーのトランジスタＴ１区
およびＴＩ２のベースと増＠器段を形成するトランジス
タＴ１のベースとは互いに接続されている。この接続は
以下では“ベースバス”と呼ばれる。

第１図による本発明による回路装置はさらに、ダイオー
ドとして接続されているトランジスタＴ、３とエミッタ
技路内に供給電圧に接続されている抵抗Ｒ１４を有する
トランジスタＴ１４とにより形成される第２の電流ミラ
ーを含んでいる。この第２の電流ミラー内で、ダイオー
ドとして接続されているトラ、ンジスタＴ１３はトラン
ジスタＴ１４を制御する基準要素を形成する。両型流ミ
ラー内で、トランジスタＴ　Ｉ　ＩおよびＴ１３または
ＴＩ２およびＴ１４のコレクターエミッタ間は直列に接
続されている。

第１の電流ミラーのトランジスタＴ　１０％　Ｔ　＋　
＋、Ｔ、２は第２の電流ミラーのトランジスタＴ１３、
Ｔ１４と反対の伝導形を有する。さらに、！＠１の電流
ミラー内の制御されるトランジスタＴ目、ＴＩ２のエミ
ッタ枝路内の抵抗Ｒ目、ＲＩ２は第２の電流ミラーの内
の制御されるトランジスタＴ１４のエミッタ技路内の抵
抗Ｒ１４よりも大きい。

トランジスタ’Ｉ”＋２およびＴ１４のコレクタの接続
点は本発明による発振ａ／復調器回路装置の出力端工４
に接続されている。

明らかに前記の両型流ミラーはトランジスタ増幅器段Ｔ
１の入力回路内で有効な二重電流ミラーを形成し、その
際にそれらから供給される電流、すなわちトランジスタ
ＴＩ２およびＴ１４のコレクタ電流は回路出力端１４に
おいて差し引かれる。

本発明による発振器／復調器回路装置が誘導式近接スイ
ッチ内の後段に電流を供給しなければならないことを示
すため、第１図中にはさらに、ここでは先ず概要図で集
積回路２０が示されており、その入力トランジスタのみ
゛に参照符号Ｔ２．が付されている。この段はここでは
詳細に説明されないそれ自体は公知の段である。ここで
説明する作用の仕方に対しては、第７図による回路装置
の作用の仕方に無関係に、第２ＦｙＪないし第６図によ
り一眉詳細に説明されるように、発振器／復調器回路装
置がシュミットトリガ内のトランジスタＴ２０を制御す
るための出力電流を供給しなければならないことだけが
重要である。

本発明による回路装置を説明するため、第２図では端子
１０に第１図による共振回路り、Ｃの代わりに可変の一
定電圧を供給するソースＥが接続されているものとする
。以下の説明は先ず、ダイオードとして接続されている
トランジスタＴ１．が常に定電流ソース・■から供給さ
れるたとえば１０μＡの一定電流を流されることから出
発することにする。この場合、標準構造に対して、この
ダイオードとして接続されているトランジスタＴＩＯに
おいて６２０ｍＶの電圧が測定される。さらに、ダイオ
ードとして接続されているトランジスタＴ艷ならびにト
ランジスタＴ１１、ＴＩ２およびＴ１が同一の構造を有
するものとする。

ソースＥから供給される電圧が零に等しいならば、トラ
ンジスタ’ｒ＋１、Ｔ、２およびＴ１は、それぞれのエ
ミッタ抵抗Ｒ目、ＲＩ２およびＲ６が無効であるかぎり
、同一の電流を通ずる。

第５図に示されているように、ソースＥから供給される
電圧をたとえば一１５０ｍＶから＋１５９ｍＶまで変化
させると、上記トランジスタのコレクタ電流はトランジ
スタのベース−エミッタ間に対するそれ自体は公知のダ
イオード式に従って変化する。この関係は、コレクタ電
流ＩＣを縦軸に対数でとった第５図に直線ａで記入され
ている。

しかしエミッタ抵抗が有効であると、コレクタ電流の経
過は曲線すのように元の直線ａの下側に位置する。エミ
ッタ抵抗における電圧降下が約１０　ｍ　Ｖよりもはる
かに小さい値に留まれば、直線ａからの偏差はほとんど
目立たない。前記の対数的なダイオード法則に基づいて
ベース−エミッタ間制御電圧のｔｍｖの上昇は常にコレ
クタ電流の４％の上昇を意味する。しかしながら、エミ
ッタ抵抗における電圧降下が大きくなるほど、直線ａか
らの偏差は著しくなる。

１つの電流ミラー内の１つの制御されるトランジスタの
エミッタ面積がたとえば係数ｍだけ大きいならば、エミ
ッタ抵抗が作用しないかぎり、コレクタ電流も同じくこ
の係数ｍだけ大きい、この場合が第５図中に曲線Ｃによ
り示されている。この曲線Ｃは間隔ｍをおいて曲線ａに
対して正確に平行に延びている。エミッタ抵抗が有効で
あれば、直線ａおよび曲線すの場合と同様に、曲線ｄ１
およびｄ２により示されているように直線からの偏差が
生じ、その際にこれらの両凸線はエミッタ抵抗の種々の
値に対して当てはまる。面積比ｍが特に４であれば、基
準構造と比較して同一のコレクタ電流に対して約３６ｍ
Ｖだけ小さいベース−エミッタ制御電圧が必要である。

必要なベース−エミッタ制御電圧がより小さいことに相
応して、同一のコレクタ電流に対するエミッタ抵抗にお
ける電圧降下はより大きくてよい、その結果、曲線ｄ１
およびｄ２はエミッタ抵抗の種々の値に対して、直線ａ
からの曲線すの曲がりよりも強く直線Ｃから曲がる。

直線ａまたは曲線すに示されている関係は第２図による
電流ミラーまたは電流ミラーＴ１０Ｔ目およびＴ＋　　
（以下では“電流バンク”とも呼ばれる）に相応する。

直！ＩＫｃまたは曲線ｄ１、ｄ２により示されている関
係は第３図による電流ミラーまたは第２図ないし第４図
中に参照符号ＩＣ＋を付されているトランジスタＴ目の
コレクタ電流により駆動される電流ミラーＴ１３、Ｔ１
４、Ｒ１４に相応する。

出力端１４に流れる差電流はほぼ第５ｒｇＪによる曲線
すおよびｄｌ、ｄ２の差に相応する。この事情は第４図
中に、トランジスタＴ１４およびＴ、□のコレクタの間
の接続が断たれており、それぞれ参照符号ＴＣ２または
ＩＣ３を付されているコレクタ電流の差が測定計器Ｓに
より測定されるものとして示されている。差Ｉ　Ｃ２−
１Ｃ３は第６図中に第５図によるそれぞれの経過ｃ１１
またはｄ２に対して曲線ｇ１またはｇ２の形態で示され
ている。電流ＩＣ３およびＩＣ２は第６図中に曲線ｅな
らびにｆｌおよび＋２により示されており、その際に曲
線ｆ１および＋２は第５図による曲線ｄｉおよびｄ２に
相応して同じくエミッタ抵抗の種々の値に対して当ては
まる。第６図でも電流は縦軸に対数をとって記入されて
いる。

第６図に示されているように、曲線ｇ１、ｇ２による差
電流ＩＣ２−ＩＣ３は曲線ｆ１、＋２およびｅのそれぞ
れの交点から左の紙面内の全範囲内で正である。すなわ
ら、ｐｎｐトランジスタＴ１４のコレ久夕から到来する
電流ＩＣ２はｎｐｎ）−ランジスタＴＩ２のコレクタ電
流ＩＣ３よりも大きい。この範囲内では第１図によるシ
ュミットトリガ２０が能動化される。それから上側また
は右側では差電流は急峻に低下し、最後に符号を反転す
るので、第１図によるシュミットトリガ２０は非能動化
される。

差電流曲線ｇｌまたはｇ２は実際上、整流器特性を示す
。第２図ないし第４図によるソースＥから供給される制
御電圧がそれぞれ前記交点に相当する電圧を越えて上昇
すると、ｎｐｎ）ランジスタＴ１２は飽和状態に達する
。その後は、ベース電流がコレクタ電流および電流増幅
率の比に等しいという関係はもはや成り立たない。ベー
ス電流は著しく増大し、従って電流バンクは無効となる
。

トランジスタＴｌ、Ｔ　Ｉ　２およびＴ１の互いに接続
されたベースにより形成されるベースバスにおけるイン
ピーダンスが予め非常に高かった（エミッタ抵抗および
電流増幅率の値の積にほぼ等しい）間は、上記インピー
ダンスは第６図の前記交点に相当する電圧よりも大きい
制御電圧に対しては電流増幅率の係数だけ小さくなる。

第１図による発振器／復調器回路装置の帰還経路は、発
振器増幅器段を形成するトランジスタＴ１および電流ミ
ラーＴ２、Ｔ３、Ｒ３により閉じられる。入力端子１０
には、説明の目的で等価回路で記入された第２図ないし
第、ｌによる制御信号ソースＥの代わりに冒頭に説明し
たような近接スイッチの並列共振回路り、Ｃが接続され
ている。

この共振回路における電圧の上昇はトランジスタＴτを
通る電流を上昇させる。この電流は電流ミラーＴ２、Ｔ
３、Ｒ３を介して鏡像的にトランジスタＴ３を通る電流
に反映され、また共振回路に帰還される（その際にＲ３
は単に成る安定化作用を有する）。この電流は同様に上
昇する。共振回路のインピーダンスにおいて、このこと
は再び電圧の上昇に通じ、その際にこの帰還は元の電圧
上昇を強める向きに作用する。すなわち、この帰還は各
発振を励起するために必要な正帰還として作用する。

第１図による回路装置は、共通に入力端子１０における
制御電圧により制御される複数個の電流ソースまたは電
流シンクを含んでいる。その際に第２の電流ミラーのト
ランジスタ’ｌ”＋３、Ｔ１４は相異なるエミッタ面積
比を有し、その際に基準要素として作用するトランジス
タ”Ｉ”１３および制御されるトランジスタ’Ｉ”＋４
のエミッタ面積比は特に１：４に等しい。第１の電流ミ
ラー内のトランジスタＴｌ０１Ｔ目およびＴｌ２は同一
または１から著しくは異ならないエミッタ面積比を有す
る。特に、第１の電流ミラー内の制御されるトランジス
タ’Ｉ”ＩＩ、Ｔｌ２のエミッタ技路内の抵抗Ｒ目、Ｒ
１２も第２の電流ミラー内の制御されるトランジスタＴ
１４のエミッタ技路内の抵抗Ｒ１４よりも大きい。

同一のエミッタ面積比を有するトランジスタＴ、。およ
びＴｌにより形成される電流シンク（第２図）を通って
（エミッタ抵抗Ｒ目が有効な際の）制御電圧零に対して
、ダイオードＴｌ。内で定められた電流に等しい電流が
流れる。入力−制御電圧の関数としての出力電流ＩＣＩ
（第２図）の経過は第５図中の曲線すに相当する。

この電流■。、は第３図によれば（相異なる面積比を有
する）ｐｎｐトランジスタＴ１３、Ｔ１４により構成さ
れた電流ソース内へ流れる。この電流ソースから供給さ
れる電流！’Ｃ２は、トランジスタＴ１４のエミッタ面
積とトランジスタＴ１３のエミッタ面積との比をｍとす
れば、電流ＩＣＩよりも係数ｍだけ大きい。このことは
、相応のエミッタ抵抗Ｒ１４に無視し得る小さい電圧降
下しか生じないかぎり、当てはまる。しかし、この電流
ソースの電流ＩＣ２は大きな電流に対しては、その場合
には電圧降下がより大きいために、電流シンクを形成す
る第４図によるトランジスタＴＩ２内の電流ＩＣ３に比
較して緩やかに上昇する。この事情は第６図に抵抗Ｒ１
４の種々の値に対して、第５図による曲線ｄ１、ｄ２に
相応、するそれぞれの曲線ｆ１またはｆ２に示されてい
る。

第１図によるシュミットトリガ２０の形態の後続の回路
は、出力端子１４により、すなわちトランジスタＴ１４
およびＴｆｚのコレクタの接続点により駆動される。す
なわち、これらの両コレクタ電流ＩＣ２およびＩＣ３の
差がシュミットトリガ２ｏの入力トランジスタＴ２０の
駆動のために利用される。

第５図および第６図により既に説明されたように、電流
ソースＴ１４のコレクタ電流ＩＣ２は小さい電流に対し
ては（すなわち制御電圧Ｅの負の値に対しては）電流シ
ンクＴＩ２の電流ＩＣ３よりも常に大きい。すなわち、
電流差ＩＣ２−ＩＣ３は負の制御電圧Ｅに対しては常に
正である。しかし、電流ソースを形成するトランジスタ
Ｔ１４のコレクタ電流はより大きい電流では緩やかにし
か上昇せず、従って電流ＩＣ３は制御電圧の特定の値を
凌駕し、また理論的に負の電流差が生ずる。共振回路り
、Ｃにおける電圧上昇は、電流シンクとして作用するト
ランジスタＴＩ２の前記の飽和が開始するときに制限さ
れ、その際にトランジスタＴ目、ＴＩ２、Ｔ、のベース
バスにおけるインピーダンスは低下し、それにより共振
回路り、Ｃはトラスチックに（１００よりも大きい係数
だけ）より強く負荷され、また増幅率は低下する。発振
回路における振幅がこの制限の際にその最大値に到達し
た後に、発振回路における振幅は先に上昇したときと同
一の仕方で低下する。発振回路内に蓄積されたエネルギ
ーが、負の向きの振幅が正の向きの振幅と正確に同じ大
きさになるようにする（直流成分すなわち非対称性は発
振回路では可能でない）。

制服の高さは、電流差ＩＣ２１Ｃ３が正負符号を変化す
る制御電圧により与えられている。それはエミッタ抵抗
８口、ＲＩ２、Ｒ１４の選定ならびに前記の意味でのエ
ミッタ面積比の選定により定められる。

以上の説明から明らかなように、本発明による二重電流
ミラーは第６図の曲線ｇ１、ｇ２による制限作用に基づ
いて同時にｔｊｊｉ１１器として作用する。

以上の説明に関して指摘すべきこととして、“電流ミラ
ー“という用語は通常の意味ですべての枝路内の電流の
正確な比例性を意味する。このことは、以上に説明した
電流ミラーでは小さい電流に対して同じく満足されてい
る（第５図中の直線ａおよびＣ）。エミッタ回路内の意
図的な非対称性により、もはや直線的な経過を示さない
（第５図中の曲線すおよびｄ）伝達関数が意図的に得ら
れる。本発明の意味で“電流ミラー”という用語はこの
事情をも含んでいる。

発振器／復調器回路装置内に本発明により二重電流ミラ
ーを構成することによって一連の利点が得られる。制限
（第６図参照）が温度に対して安定であり、また約２０
０ｍＶピークビーク値以下の値にある。さらにループゲ
インがより大きく、またそのばらつきがより小さい。

平衡端子１１　（第１図による外部端子Ｒ＾）における
インピーダンスが第８図の回路装置の場合よりも低く選
定され得るし、またそのばらつきが小さい。最後に、同
時に得られる復調機能も、その他のダイオード温度係数
を考慮に入れる必要がないので、温度に対して安定であ
る。復調特性曲線は急峻であり、このことは増幅率が高
いことに相当する。

第７図には、本発明により実現されたスイッチングヒス
テリシスの１つの実施例を有する第１図による回路装置
が示されている。第１図による回路装置の要素と同一の
参照符号を付されている第７図中の要素に関しては第１
図による回路装置に対する説明に準する。

シュミットトリガ２０内でトランジスタＴ２０のコレク
ターエミッタ間にトランジスタＴ２１がそのベースで接
続されており、そのエミッタは供給電圧ＵＶ（端子１３
）に接続されている。このトランジスタ’Ｔ”２１は２
つのコレクタを有し、その一方は図示されていない１つ
の抵抗を介してシュミットトリガ２０内の同じく図示さ
れていない１つのトランジスタのベースに接続されてい
る。トランジスタＴ２１の他方のコレクタは増幅器２１
を介して、バッファとして作用する２つのゲート２２お
よび２３の入力端に導かれている。これらの両ゲート２
２および２３を介して２つの出力端Ｑおよびζに排他的
論理和出力信号が発生される。

さらに、増幅器２１の出力端はバッファとして作用する
別のゲート２４に導かれており、その出力により電子的
スイッチが制御される。この実施例では電子的スイッチ
はトランジスタスイッチＴ２□である。このスイッチン
グトランジスタＴ２２のコレクタは回路装置の外部に導
き出された端子１５と可変抵抗ＲＨとを介して回路装置
の端子１２に導かれている０本発明によれば、端子１２
と１５との間の要素が個別抵抗である必要はない、それ
どころか、全抵抗の変更のために切換可能である１つの
抵抗網が設けられていてもよく、切換のためにはトラン
ジスタＴ２２のような電子的スイッチが用いられ得る。

第１図による発振器／復調器回路装置の作動の仕方は第
２図ないし第４図の等価回路図および第５図および第６
図のグラフにより既に詳細に説明された。第７図による
回路装置では増幅器２１に、第８図による金属羽根Ｍの
近接に関する報知、従ってまた発振器の発振または非発
振状態に関する報知のみを与えるディジタル信号のみが
与えられる。

本回路装置にとって重要なことは、シュミットトリガ２
０の前の回路部分のなかで発振器および復調器が分離不
可能な仕方で機能的に結合されており、従って間隔／発
振振幅、発振振幅／復調器電流、ｉ夏調器電流／スイッ
チング点の関係が、復調器接続の切換によりヒステリシ
スと間隔との一義的な対応付けが構成部分の絶対値また
は増幅器の電流増幅率の許容差または変動により認めら
れるほど影響されることなく実現されるように回路およ
びジオメトリ関係により一義的に定められていることで
ある。復調器回路の特性は第７図による実施例では主と
して、シュミットトリガ２０の出力信号に関係してスイ
ッチングトランジスタＴ２２の導通または遮断状態にお
いて回路出力端１４から接地点に接続されており、もし
くは作用していない設定可能な抵抗ＲＨにより定められ
ている。

それによってヒステリシスおよび間隔が互いに無関係に
抵抗ＲＡおよびＲＨを介して設定可能である。ここに説
明された実施例の主要な利点の１つは、ヒステリシス設
定用の抵抗ＲＨがトランジスタ増幅器段Ｔ１のエミッタ
回路内に位置しておらず、従って抵抗ＲＨに発振振幅が
生ぜず、従ってまた抵抗ＲＨに含まれる寄生ギヤバシタ
ンスが発振器の発振挙動にもはや影響を及ぼさないこと
である。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明による発振器／復関器回路装置の１つの
実施例の回路図、第２図ないし第４図はそれぞれ第１図
による回路装置の作動の仕方を説明するための部分回路
図、第５図および第６ＦｙＪはそれぞれ第１図による回
路装置の作動の仕方を説明するための電流−電圧関係を
示すグラフ、第７図は本発明により実現されたヒステリ
シスを有する発振器／復調器回路装置の１つの実施例の
回路図、第８図は公知の回路装置の原理図である。 １０・・・入力端子、１１・・・スイッチング間隔およ
びヒステリシス設定用抵抗接続端子、１２・・・積分コ
ンデンサ接続端子、１３・・・供給電圧接続端子、１４
・・・回路出力端子、１５・・・スイッチングヒステリ
シス設定用抵抗接続端子、２０・・・シュミットトリガ
、２１・・・増幅器、２２〜２４・・・ゲート、Ｋ・・
・コア、Ｍ・・・金属羽根。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）誘導式近接スイッチ用の発振器／復調器回路装置で
   あって、入力回路に発振制御可能な共振回路（Ｌ、Ｃ）
   が接続されているトランジスタ増幅器段（Ｔ＿１、Ｒ＿
   Ｅ；Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ、Ｒ＿Ａ）と、トランジスタ増幅器
   段（Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ；Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ、Ｒ＿Ａ）の出力
   回路から入力回路への正帰還回路（Ｔ＿２、Ｔ＿３、Ｒ
   ＿３）と、 トランジスタ増幅器段（Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ）の入力回路内
   のリミッタ枝路（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿２）と、トラン
   ジスタ増幅器段（Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ）の入力回路内で有効
   な二重電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１＿
   ２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２；Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４
   、Ｒ＿１＿４）であって、電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ
   ＿１＿１、Ｔ＿１＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２または
   Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ＿１＿４）が、それらから
   供給される電流（Ｉ＿Ｃ＿２、Ｉ＿Ｃ＿３）が回路出力
   端（１４）において差し引かれるように互いに接続され
   ている二重電流ミラーと、 第１の電流ミラー　（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１
   ＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）内のトランジスタ（Ｔ
   ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１＿２）のエミッタ面積比
   に比較して大きい第２の電流ミラー（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿
   １＿４、Ｒ＿１＿４）内のトランジスタ（Ｔ＿１＿３、
   Ｔ＿１＿４）のエミッタ面積比とを有する回路装置にお
   いて、 設定可能なヒステリシスを実現するため、回路出力端（
   １４）に接続されている抵抗回路網（Ｒ＿Ｈ）が切換可
   能であることを特徴とする誘導式近接スイッチ用回路装
   置。 ２）回路出力端（１４）に接続されているシュミットト
   リガ（２０）を有し、抵抗回路網（Ｒ＿Ｈ）がシュミッ
   トトリガ出力信号の関数として切換可能であることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の回路装置。 ３）電子スイッチ（Ｔ＿２＿２）が抵抗回路網（Ｒ＿Ｈ
   ）の切換のために設けられていることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項または第２項記載の回路装置。 ４）シュミットトリガ出力信号を排他的論理和出力信号
   として伝達するための論理回路（２１ないし２４）を有
   し、抵抗回路網（Ｒ＿Ｈ）が論理回路（２１ないし２４
   ）を介して切換可能であることを特徴とする特許請求の
   範囲第１項ないし第３項のいずれか１項に記載の回路装
   置。