JPH0548665A - 周波数オフセツト補正方法 - Google Patents
周波数オフセツト補正方法Info
- Publication number
- JPH0548665A JPH0548665A JP20168791A JP20168791A JPH0548665A JP H0548665 A JPH0548665 A JP H0548665A JP 20168791 A JP20168791 A JP 20168791A JP 20168791 A JP20168791 A JP 20168791A JP H0548665 A JPH0548665 A JP H0548665A
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- JP
- Japan
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- phase
- frequency offset
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル角度変調された受信変調波と復調
器の基準発信源とに周波数オフセットが存在するときに
簡便な方法でオフセットを補正する。 【構成】 ディジタル受信入力波１０１を位相復調する
非同期型直交検波器１１０、および位相−角度変換器１
１１からなる復調器１１から一定時間間隔ごとに出力さ
れる位相角情報１０２を用いて、位相平面上でＮ逓倍１
１７したのち、１シンボルタイミング遅延させた位相角
情報と現在の位相角情報との差分１１８をとり、Ｎ分の
一（１１９）し平均化１２０して角度補正１１３により
周波数オフセットによる位相回転を補正し、正しくデー
タ判定１１４を行うことで、一定時間間隔ごとに位相平
面上のＮ等分等角度間隔に位置するようなディジタル変
調波を復調する場合にこの性質を利用すると位相平面上
で１シンボル又は１ビットごとの位相角をＮ逓倍するこ
とにより、これらの点は１点に縮退する。よって周波数
オフセットによる位相角オフセットが存在すればそのオ
フセット量もその１点からの角度の１／Ｎで推定可能で
ある。
器の基準発信源とに周波数オフセットが存在するときに
簡便な方法でオフセットを補正する。 【構成】 ディジタル受信入力波１０１を位相復調する
非同期型直交検波器１１０、および位相−角度変換器１
１１からなる復調器１１から一定時間間隔ごとに出力さ
れる位相角情報１０２を用いて、位相平面上でＮ逓倍１
１７したのち、１シンボルタイミング遅延させた位相角
情報と現在の位相角情報との差分１１８をとり、Ｎ分の
一（１１９）し平均化１２０して角度補正１１３により
周波数オフセットによる位相回転を補正し、正しくデー
タ判定１１４を行うことで、一定時間間隔ごとに位相平
面上のＮ等分等角度間隔に位置するようなディジタル変
調波を復調する場合にこの性質を利用すると位相平面上
で１シンボル又は１ビットごとの位相角をＮ逓倍するこ
とにより、これらの点は１点に縮退する。よって周波数
オフセットによる位相角オフセットが存在すればそのオ
フセット量もその１点からの角度の１／Ｎで推定可能で
ある。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル通信分野、特
にディジタル変復調に関するもので、ディジタル角度変
調された変調波を受信し復調する際に周波数オフセット
が存在する場合そのオフセット量を推定する周波数オフ
セット補正方法に関するものである。
にディジタル変復調に関するもので、ディジタル角度変
調された変調波を受信し復調する際に周波数オフセット
が存在する場合そのオフセット量を推定する周波数オフ
セット補正方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル通信分野における研究
は実用化に伴い活発化してきている。特に小型化、低消
費電力化については注力されてきている。
は実用化に伴い活発化してきている。特に小型化、低消
費電力化については注力されてきている。
【０００３】以下、従来の周波数オフセット補正方法に
ついて説明する。図５は従来の周波数オフセット補正の
方法を示すものである。図５において、２０１は受信入
力ＩＦ信号、２１０はＮ逓倍器、２１５はＮ分周器、２
１１、２１３、２１８はＢＰＦ、２１２、２１７、２２
１はミキサ、２１４はリミタ、２１６、２２２はＬＰ
Ｆ、２１７、２２０は移相器、２２３は局部発信源、２
２４は復調器、２０２、２０３は検波Ｉ，Ｑベースバン
ド信号である。
ついて説明する。図５は従来の周波数オフセット補正の
方法を示すものである。図５において、２０１は受信入
力ＩＦ信号、２１０はＮ逓倍器、２１５はＮ分周器、２
１１、２１３、２１８はＢＰＦ、２１２、２１７、２２
１はミキサ、２１４はリミタ、２１６、２２２はＬＰ
Ｆ、２１７、２２０は移相器、２２３は局部発信源、２
２４は復調器、２０２、２０３は検波Ｉ，Ｑベースバン
ド信号である。
【０００４】以上のように構成された周波数オフセット
方式について、以下にその動作について説明する。ま
ず、ディジタル角度変調ＩＦ信号２０１はＮ逓倍され変
調成分を取り除かれ、局部発信源２２３により２ｎｄＩ
Ｆへ周波数変換され２ｎｄＩＦＢＰＦ２１３を通った信
号のち通る前の信号とミキサ２２１で比較される。もし
フィルタの中心周波数から周波数オフセットによりずれ
が生じている場合は比較信号にその影響が反映され局発
源２２３の制御電圧をずれと反対方向に制御するように
動作する。ＢＰＦを通った後２ｎｄＩＦ信号は、Ｎ分周
され再び局発源２３により周波数変換され無変調のＩＦ
信号すなわち再生搬送波信号となり、復調器２２４にて
変調信号２０１を検波する。
方式について、以下にその動作について説明する。ま
ず、ディジタル角度変調ＩＦ信号２０１はＮ逓倍され変
調成分を取り除かれ、局部発信源２２３により２ｎｄＩ
Ｆへ周波数変換され２ｎｄＩＦＢＰＦ２１３を通った信
号のち通る前の信号とミキサ２２１で比較される。もし
フィルタの中心周波数から周波数オフセットによりずれ
が生じている場合は比較信号にその影響が反映され局発
源２２３の制御電圧をずれと反対方向に制御するように
動作する。ＢＰＦを通った後２ｎｄＩＦ信号は、Ｎ分周
され再び局発源２３により周波数変換され無変調のＩＦ
信号すなわち再生搬送波信号となり、復調器２２４にて
変調信号２０１を検波する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、Ｎ逓倍および周波数オフセットの補正を
ＩＦ帯で行っており装置の複雑さから小型化・ディジタ
ル化という面では不利である。またオフセット推定特性
が２ｎｄＩＦのＢＰＦの特性に左右されるので経年変化
に弱いという課題を有していた。
来の構成では、Ｎ逓倍および周波数オフセットの補正を
ＩＦ帯で行っており装置の複雑さから小型化・ディジタ
ル化という面では不利である。またオフセット推定特性
が２ｎｄＩＦのＢＰＦの特性に左右されるので経年変化
に弱いという課題を有していた。
【０００６】本発明は上記従来技術の課題を解決するも
ので、搬送波再生を用いることなくベースバンド帯でＮ
逓倍を行い周波数オフセット量の推定を簡便な方法で提
供することを目的とする。
ので、搬送波再生を用いることなくベースバンド帯でＮ
逓倍を行い周波数オフセット量の推定を簡便な方法で提
供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、非同期の直交検波後のベースバンドＩ，Ｑ
信号より入力変調波の内部局発源に対する位相を位相平
面上の絶対角度で表現しこの信号をもとに位相平面上で
Ｎ倍して変調成分を取り除くとともに周波数オフセット
に起因する位相回転角の推定を行いこの推定量をもとに
角度補正を行いデータ判定する構成を有している。
に本発明は、非同期の直交検波後のベースバンドＩ，Ｑ
信号より入力変調波の内部局発源に対する位相を位相平
面上の絶対角度で表現しこの信号をもとに位相平面上で
Ｎ倍して変調成分を取り除くとともに周波数オフセット
に起因する位相回転角の推定を行いこの推定量をもとに
角度補正を行いデータ判定する構成を有している。
【０００８】
【作用】本発明は上記構成によって、搬送波再生回路を
用いない、すなわち非同期の局発源により検波されたデ
ィジタル角度変調ベースバンドＩ，Ｑ信号の位相平面上
の絶対角度を用いることで、Ｎ逓倍を単に角度のＮ倍と
して計算し変調成分を取り除くことで復調信号をある一
点に縮退させその中に周波数オフセットによる位相回転
が含まれている場合にはオフセット量の推定をある一点
からの角度量の変化とみなしある区間にわたって平均し
角度補正量を計算し周波数オフセットの影響を取り除く
ことが可能である。以上のような方法を用いると計算は
すべて角度量の計算として扱うことが可能であり、ディ
ジタル演算回路で実現可能である。すなわち小型化、デ
ィジタル化という点で有利であるといえる。
用いない、すなわち非同期の局発源により検波されたデ
ィジタル角度変調ベースバンドＩ，Ｑ信号の位相平面上
の絶対角度を用いることで、Ｎ逓倍を単に角度のＮ倍と
して計算し変調成分を取り除くことで復調信号をある一
点に縮退させその中に周波数オフセットによる位相回転
が含まれている場合にはオフセット量の推定をある一点
からの角度量の変化とみなしある区間にわたって平均し
角度補正量を計算し周波数オフセットの影響を取り除く
ことが可能である。以上のような方法を用いると計算は
すべて角度量の計算として扱うことが可能であり、ディ
ジタル演算回路で実現可能である。すなわち小型化、デ
ィジタル化という点で有利であるといえる。
【０００９】
【実施例】（実施例１）以下、本発明の第１の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
【００１０】図１は本発明の一実施例における周波数オ
フセット補正方法を実現する装置のブロック結線図であ
る。
フセット補正方法を実現する装置のブロック結線図であ
る。
【００１１】図１において、１０１はディジタル角度変
調受信入力信号、１１は非同期直交復調器１１０、位相
−角度変換器１１１、タイミング抽出器１１２からなる
非同期直交検波部、１０２は検波後ベースバンド信号位
相角信号、１２はＮ逓倍器１１５、２πを法とする剰余
計算器１１６、１シンボルタイミング遅延器１１７、差
分器１１８、Ｎ分の１器１１９、平均化回路１２０から
なる周波数オフセット量推定部、１１３は位相角補正回
路、１１４はデータ判定器である。
調受信入力信号、１１は非同期直交復調器１１０、位相
−角度変換器１１１、タイミング抽出器１１２からなる
非同期直交検波部、１０２は検波後ベースバンド信号位
相角信号、１２はＮ逓倍器１１５、２πを法とする剰余
計算器１１６、１シンボルタイミング遅延器１１７、差
分器１１８、Ｎ分の１器１１９、平均化回路１２０から
なる周波数オフセット量推定部、１１３は位相角補正回
路、１１４はデータ判定器である。
【００１２】以上のように構成された装置の周波数オフ
セット補正方法について、図２に示す位相平面上の点を
用いてその動作を説明する。
セット補正方法について、図２に示す位相平面上の点を
用いてその動作を説明する。
【００１３】まず、簡単のためＱＰＳＫを例にして説明
を行う。ある適当なシンボルタイミングでベースバンド
Ｉ，Ｑ信号を打ち抜くと理想的にはつねに位相平面上の
ある円周上の４点に位置する。いま復調器の局発源と受
信波の位相が一致していたとすると図２（ａ）のように
位相平面上の座標軸上に位相点が存在する。この位相点
をＮ倍（ここでは４倍）すると（ｂ）のように１点に集
まる。また局発源の位相がずれている場合を考えると図
２（ｃ）のように座標軸に対してθだけ回転した座標軸
上の４点に位相点が存在する。これを４倍すると（ｄ）
のように４θだけ回転した位置に集まる。さていま
（ａ）の場合を考えると周波数オフセットのない場合に
は（ａ）の位置から動くことはないが、周波数オフセッ
トによる位相回転が１シンボルタイミング時間にαだけ
存在したとすると、（ｅ）のように現在の位相点（〇）
の次のシンボルタイミングにはαだけ回転した座標軸上
の４点（×）に位置することになる。よってこれらの位
相点を４倍すると（ｆ）のように４αだけ回転した位置
に集まる。図２（ｃ）の場合も同様に（ｇ）に示すよう
に座標軸が４θだけ回転しているのを除くと同様の結果
（ｈ）が得られる。そこでシンボルタイミングごとに差
分演算を行ってその結果を４分の１すると周波数オフセ
ットによる位相回転量が推定できる。ここで位相の回転
方向を正しく推定するためには図２（ｆ）（ｈ）におい
て４αの絶対値がπ未満であることが必要である。また
雑音の影響を考慮するとある区間の平均をとる必要があ
る。
を行う。ある適当なシンボルタイミングでベースバンド
Ｉ，Ｑ信号を打ち抜くと理想的にはつねに位相平面上の
ある円周上の４点に位置する。いま復調器の局発源と受
信波の位相が一致していたとすると図２（ａ）のように
位相平面上の座標軸上に位相点が存在する。この位相点
をＮ倍（ここでは４倍）すると（ｂ）のように１点に集
まる。また局発源の位相がずれている場合を考えると図
２（ｃ）のように座標軸に対してθだけ回転した座標軸
上の４点に位相点が存在する。これを４倍すると（ｄ）
のように４θだけ回転した位置に集まる。さていま
（ａ）の場合を考えると周波数オフセットのない場合に
は（ａ）の位置から動くことはないが、周波数オフセッ
トによる位相回転が１シンボルタイミング時間にαだけ
存在したとすると、（ｅ）のように現在の位相点（〇）
の次のシンボルタイミングにはαだけ回転した座標軸上
の４点（×）に位置することになる。よってこれらの位
相点を４倍すると（ｆ）のように４αだけ回転した位置
に集まる。図２（ｃ）の場合も同様に（ｇ）に示すよう
に座標軸が４θだけ回転しているのを除くと同様の結果
（ｈ）が得られる。そこでシンボルタイミングごとに差
分演算を行ってその結果を４分の１すると周波数オフセ
ットによる位相回転量が推定できる。ここで位相の回転
方向を正しく推定するためには図２（ｆ）（ｈ）におい
て４αの絶対値がπ未満であることが必要である。また
雑音の影響を考慮するとある区間の平均をとる必要があ
る。
【００１４】（実施例２）以下、本発明の第２の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００１５】図３は本発明の一実施例における周波数オ
フセット補正方法を実現する装置のブロック結線図であ
る。
フセット補正方法を実現する装置のブロック結線図であ
る。
【００１６】図３においては、ほぼ図１と同じ構成とな
っており、図１の構成と唯一異なるのは、周波数オフセ
ット推定部１２において、Ｎ倍して２πの剰余を求めた
結果の差分（１１８）をとるところで、遅延していない
比較量にオフセットを加えているオフセット加算器３１
０が追加されている点である。
っており、図１の構成と唯一異なるのは、周波数オフセ
ット推定部１２において、Ｎ倍して２πの剰余を求めた
結果の差分（１１８）をとるところで、遅延していない
比較量にオフセットを加えているオフセット加算器３１
０が追加されている点である。
【００１７】上記のように構成された周波数オフセット
補正方法について、以下その動作を説明する。上記のよ
うに第一の実施例の説明とほぼ同様の動作を行うので詳
細を再び述べることはしないが、この構成を適用するの
は以下のような場合である。
補正方法について、以下その動作を説明する。上記のよ
うに第一の実施例の説明とほぼ同様の動作を行うので詳
細を再び述べることはしないが、この構成を適用するの
は以下のような場合である。
【００１８】図４（ａ）は一般的なＱＰＳＫ変調の位相
点図である。この位相点と同様な配置をとるものに
（ｂ）のようなものがある。これは、一シンボルタイミ
ングごとに（○）（×）を交互にとるもので π／２シ
フトＢＰＳＫと呼ばれるものである。この変調方式を用
いる場合には先に図２（ｅ）において示したところの位
相回転αに相当する、変調方式に起因する一定の位相回
転が加わっているとみなすことができる。すると本来な
らば図４（ａ）の場合Ｎ倍は４倍でなければならないが
（ｂ）の関係より２倍で良いことになる。それは現在の
位相点（○）と１シンボルタイミング後の位相点（×）
のをそれぞれ２倍すると（ｅ）のように（○）は０に、
（×）はπに位置することとなる。
点図である。この位相点と同様な配置をとるものに
（ｂ）のようなものがある。これは、一シンボルタイミ
ングごとに（○）（×）を交互にとるもので π／２シ
フトＢＰＳＫと呼ばれるものである。この変調方式を用
いる場合には先に図２（ｅ）において示したところの位
相回転αに相当する、変調方式に起因する一定の位相回
転が加わっているとみなすことができる。すると本来な
らば図４（ａ）の場合Ｎ倍は４倍でなければならないが
（ｂ）の関係より２倍で良いことになる。それは現在の
位相点（○）と１シンボルタイミング後の位相点（×）
のをそれぞれ２倍すると（ｅ）のように（○）は０に、
（×）はπに位置することとなる。
【００１９】すなわち（×）からπを差し引く（オフセ
ットする）と（ｆ）のように０の一点に集まるからであ
る。同様に８ＰＳＫ（ｃ）とπ／４シフトＱＰＳＫ
（ｄ）の関係も８ＰＳＫの場合は８倍が必要であるのに
対し、π／４シフトＱＰＳＫの場合は４倍で良いことに
なる。この方法のメリットは位相回転量の推定範囲が拡
大することにある。すなわち位相平面上でＮ倍を行うと
回転量もＮ倍となり、回転方向を正しく判定するために
はＮαの絶対値がπ未満という制約があるが、Ｎが半減
することで推定範囲は２倍に拡大するからである。
ットする）と（ｆ）のように０の一点に集まるからであ
る。同様に８ＰＳＫ（ｃ）とπ／４シフトＱＰＳＫ
（ｄ）の関係も８ＰＳＫの場合は８倍が必要であるのに
対し、π／４シフトＱＰＳＫの場合は４倍で良いことに
なる。この方法のメリットは位相回転量の推定範囲が拡
大することにある。すなわち位相平面上でＮ倍を行うと
回転量もＮ倍となり、回転方向を正しく判定するために
はＮαの絶対値がπ未満という制約があるが、Ｎが半減
することで推定範囲は２倍に拡大するからである。
【００２０】また別の言い方をすれば送信側で信号点の
遷移に拘束を設けるような変調方式（たとえば符号化変
調方式）を用いる場合にはその規則性に応じて、Ｎ倍と
オフセット加算量を適当に選択することで周波数オフセ
ット推定範囲を拡大できる可能性がある。
遷移に拘束を設けるような変調方式（たとえば符号化変
調方式）を用いる場合にはその規則性に応じて、Ｎ倍と
オフセット加算量を適当に選択することで周波数オフセ
ット推定範囲を拡大できる可能性がある。
【００２１】以上のように、オフセット加算器３１０を
設けることにより、位相点が多数存在する場合にもその
規則性を利用すると周波数オフセット量推定範囲を拡大
することが可能である。
設けることにより、位相点が多数存在する場合にもその
規則性を利用すると周波数オフセット量推定範囲を拡大
することが可能である。
【００２２】
【発明の効果】以上のように本発明は、非同期の直交検
波後のベースバンドＩ，Ｑ信号より入力変調波の内部局
発源に対する位相を位相平面上の絶対角度で表現しこの
信号をもとに位相平面上でＮ倍して変調成分を取り除く
とともに周波数オフセットに起因する位相回転角の推定
を行いこの推定量をもとに角度補正を行うことで、搬送
波再生回路を用いることなく、Ｎ逓倍を単に角度のＮ倍
として計算し変調成分を取り除くことで復調信号をある
一点に縮退させその中に周波数オフセットによる位相回
転が含まれている場合にはオフセット量の推定をある一
点からの角度量の変化とみなしある区間にわたって平均
し角度補正量を計算し周波数オフセットの影響を取り除
くことが可能である。以上のような方法を用いると計算
はすべて角度量の計算として扱うことが可能であり、デ
ィジタル演算回路で実現可能である。すなわち小型化、
ディジタル化の面で有利な優れた周波数オフセット補正
方法を実現できるものである。
波後のベースバンドＩ，Ｑ信号より入力変調波の内部局
発源に対する位相を位相平面上の絶対角度で表現しこの
信号をもとに位相平面上でＮ倍して変調成分を取り除く
とともに周波数オフセットに起因する位相回転角の推定
を行いこの推定量をもとに角度補正を行うことで、搬送
波再生回路を用いることなく、Ｎ逓倍を単に角度のＮ倍
として計算し変調成分を取り除くことで復調信号をある
一点に縮退させその中に周波数オフセットによる位相回
転が含まれている場合にはオフセット量の推定をある一
点からの角度量の変化とみなしある区間にわたって平均
し角度補正量を計算し周波数オフセットの影響を取り除
くことが可能である。以上のような方法を用いると計算
はすべて角度量の計算として扱うことが可能であり、デ
ィジタル演算回路で実現可能である。すなわち小型化、
ディジタル化の面で有利な優れた周波数オフセット補正
方法を実現できるものである。
【図１】本発明の第１の実施例における周波数オフセッ
ト補正方法を実現する装置のブロック結線図
ト補正方法を実現する装置のブロック結線図
【図２】同装置におけるＱＰＳＫの位相点を４倍すると
きの概念図
きの概念図
【図３】本発明の第２の実施例における周波数オフセッ
ト補正方法を実現する装置のブロック結線図
ト補正方法を実現する装置のブロック結線図
【図４】同装置におけるＢＰＳＫ、及びＱＰＳＫの概念
図
図
【図５】従来の周波数オフセット補正方法を実現する装
置のブロック結線図
置のブロック結線図
１１ 非同期直交検波部 １２ 周波数オフセット量推定部 １０１ 受信入力信号 １０２ 検波信号位相角情報信号 １０３ 判定データ １１０ 非同期直交復調器 １１１ 位相−角度変換器 １１２ タイミング抽出器 １１３ 角度補正器 １１４ データ判定器 １１５ Ｎ倍器 １１６ ２πの剰余計算器 １１７ 遅延器 １１８ 差分器 １１９ Ｎ分の１器 １２０ 平均化器 ３１０ オフセット量加算器 ２０１ 入力ＩＦ信号 ２０２、２０３ ベースバンドＩ，Ｑ信号 ２０４ 再生搬送波 ２１０ Ｎ逓倍器 ２１１、２１３、２１８ ＢＰＦ ２１２、２１７、２２１ ミキサ ２１４ リミタ ２１５ Ｎ分周器 ２１６、２２２ ＬＰＦ ２１９、２２０ 移相器 ２２３ ＶＣＯ ２２４ 直交復調器
Claims (2)
- 【請求項１】 ディジタル角度変調された受信入力信号
からシンボル間隔で位相角度情報として取り出されたデ
ータを入力とし、前記位相角度情報を位相平面上でＮ逓
倍する手段と、前記Ｎ逓倍された角度情報を１シンボル
タイミング遅延させる手段と、前記遅延された角度情報
と遅延させる前の角度情報との差分を検出する手段と、
前記検出された差分をＮ分の一する手段と、前記Ｎ分の
一された差分をある区間にわたって平均化する手段と、
前記平均化された差分情報を用いて前記角度情報を修正
する手段とを備える周波数オフセット補正方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の差分をとる手段の片方の
入力である遅延させないＮ逓倍された角度情報に、一定
のオフセットを加える手段を具備する請求項１記載の周
波数オフセット補正方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20168791A JPH0548665A (ja) | 1991-08-12 | 1991-08-12 | 周波数オフセツト補正方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20168791A JPH0548665A (ja) | 1991-08-12 | 1991-08-12 | 周波数オフセツト補正方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548665A true JPH0548665A (ja) | 1993-02-26 |
Family
ID=16445242
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20168791A Pending JPH0548665A (ja) | 1991-08-12 | 1991-08-12 | 周波数オフセツト補正方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0548665A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008131511A (ja) * | 2006-11-22 | 2008-06-05 | Fujitsu Ltd | 受信同期制御装置、受信同期制御方法およびそのためのプログラム |
| JP2019083442A (ja) * | 2017-10-31 | 2019-05-30 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 周波数補正器、復調回路、無線機、および周波数補正方法 |
-
1991
- 1991-08-12 JP JP20168791A patent/JPH0548665A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008131511A (ja) * | 2006-11-22 | 2008-06-05 | Fujitsu Ltd | 受信同期制御装置、受信同期制御方法およびそのためのプログラム |
| JP2019083442A (ja) * | 2017-10-31 | 2019-05-30 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 周波数補正器、復調回路、無線機、および周波数補正方法 |
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