JPH0548358A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
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- JPH0548358A JPH0548358A JP20411091A JP20411091A JPH0548358A JP H0548358 A JPH0548358 A JP H0548358A JP 20411091 A JP20411091 A JP 20411091A JP 20411091 A JP20411091 A JP 20411091A JP H0548358 A JPH0548358 A JP H0548358A
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- JP
- Japan
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- amplifier
- output
- gain
- transistor
- signal
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 入力信号は、トランジスタＱ1 ・Ｑ2 から成
る差動増幅器Ａ1 で増幅された後、演算増幅器Ａ2 によ
ってさらに増幅される。演算増幅器Ａ2 の出力は、ベー
スが接地されたｐｎｐ型のトランジスタＱ3 のエミッタ
に接続され、そのコレクタはトランジスタＱ1 ・Ｑ2 の
共通エミッタ抵抗Ｒ3 に接続されている。演算増幅器Ａ
2 の出力が、トランジスタＱ3のエミッタ−ベース間を
導通させる電圧を超えると、トランジスタＱ3は差動増
幅器Ａ1 の利得を低下させる制御信号を共通エミッタ抵
抗Ｒ3 に供給する。 【効果】 自動利得制御のために、第１の増幅器である
差動増幅器Ａ1 の利得そのものを変化させるので、周波
数特性が安定化する。また、トランジスタＱ3 が発生す
るノイズは、演算増幅器Ａ2 の出力にほとんど影響を与
えない。
る差動増幅器Ａ1 で増幅された後、演算増幅器Ａ2 によ
ってさらに増幅される。演算増幅器Ａ2 の出力は、ベー
スが接地されたｐｎｐ型のトランジスタＱ3 のエミッタ
に接続され、そのコレクタはトランジスタＱ1 ・Ｑ2 の
共通エミッタ抵抗Ｒ3 に接続されている。演算増幅器Ａ
2 の出力が、トランジスタＱ3のエミッタ−ベース間を
導通させる電圧を超えると、トランジスタＱ3は差動増
幅器Ａ1 の利得を低下させる制御信号を共通エミッタ抵
抗Ｒ3 に供給する。 【効果】 自動利得制御のために、第１の増幅器である
差動増幅器Ａ1 の利得そのものを変化させるので、周波
数特性が安定化する。また、トランジスタＱ3 が発生す
るノイズは、演算増幅器Ａ2 の出力にほとんど影響を与
えない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば多チャンネル磁
気ヘッドから得られた交流信号を、出力振幅を揃えて増
幅するために用いられる自動利得制御回路に関するもの
である。
気ヘッドから得られた交流信号を、出力振幅を揃えて増
幅するために用いられる自動利得制御回路に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】入力信号の振幅にかかわらず所定レベル
範囲の出力信号が得られるように、増幅度を自動調整す
る自動利得制御回路、いわゆるＡＧＣ（Automatic Gain
Cont-rol)回路は、種々の視聴覚機器において広く用い
られている。
範囲の出力信号が得られるように、増幅度を自動調整す
る自動利得制御回路、いわゆるＡＧＣ（Automatic Gain
Cont-rol)回路は、種々の視聴覚機器において広く用い
られている。
【０００３】従来の一般的なＡＧＣ回路を図２に示す。
信号源Ｓの出力は、信号入力端子Ｉ21を介して増幅器Ａ
21の非反転入力端子に接続されている。増幅器Ａ21の出
力は、出力端子Ｏ21に接続されると共に、帰還抵抗Ｒ21
を介して増幅器Ａ21の反転入力端子に接続されている。
また、増幅器Ａ21の反転入力端子はコンデンサＣ21を介
して、エミッタが接地されたトランジスタＱ21のコレク
タに接続されている。
信号源Ｓの出力は、信号入力端子Ｉ21を介して増幅器Ａ
21の非反転入力端子に接続されている。増幅器Ａ21の出
力は、出力端子Ｏ21に接続されると共に、帰還抵抗Ｒ21
を介して増幅器Ａ21の反転入力端子に接続されている。
また、増幅器Ａ21の反転入力端子はコンデンサＣ21を介
して、エミッタが接地されたトランジスタＱ21のコレク
タに接続されている。
【０００４】一方、トランジスタＱ21のベースは、ダイ
オードＤ21のアノードに接続されていると共に、抵抗Ｒ
22を介して正の一定電位に保持された正電源端子＋Ｂに
接続されている。ダイオードＤ21のカソードは、ダイオ
ードＤ21に対して順方向に直列接続されたダイオードＤ
22を介して出力端子Ｏ21に接続されている。さらに、ト
ランジスタＱ21のベースには、一端が接地されたコンデ
ンサＣ22が接続されている。
オードＤ21のアノードに接続されていると共に、抵抗Ｒ
22を介して正の一定電位に保持された正電源端子＋Ｂに
接続されている。ダイオードＤ21のカソードは、ダイオ
ードＤ21に対して順方向に直列接続されたダイオードＤ
22を介して出力端子Ｏ21に接続されている。さらに、ト
ランジスタＱ21のベースには、一端が接地されたコンデ
ンサＣ22が接続されている。
【０００５】上記の構成を有するＡＧＣ回路において、
信号源Ｓの出力電圧が非常に小さい場合、ダイオードＤ
21・Ｄ22は導通しないので、トランジスタＱ21のベース
に抵抗Ｒ22を介して電流が流れる。この結果、トランジ
スタＱ21のコレクタ−エミッタ間のインピーダンスが非
常に小さくなるので、増幅器Ａ21における帰還量が最小
となる。すなわち、信号源Ｓが発生する出力電圧に対す
る増幅器Ａ21の利得が最大となる。
信号源Ｓの出力電圧が非常に小さい場合、ダイオードＤ
21・Ｄ22は導通しないので、トランジスタＱ21のベース
に抵抗Ｒ22を介して電流が流れる。この結果、トランジ
スタＱ21のコレクタ−エミッタ間のインピーダンスが非
常に小さくなるので、増幅器Ａ21における帰還量が最小
となる。すなわち、信号源Ｓが発生する出力電圧に対す
る増幅器Ａ21の利得が最大となる。
【０００６】次に、信号源Ｓの出力電圧が大きい場合を
説明する。図３に示すように、ダイオードＤ21・Ｄ22が
導通する電圧値を−ｅ〔Ｖ〕とし、仮にＡＧＣが動作し
ていないとしたときに、増幅器Ａ21が出力する信号波形
ａの振幅が絶対値ｅを超えたとする。このとき、ダイオ
ードＤ21・Ｄ22が導通し、トランジスタＱ21のベースに
流れる電流が減少する。この結果、トランジスタＱ21の
コレクタ−エミッタ間のインピーダンスが大きくなるの
で、増幅器Ａ21における帰還量が増大する。すなわち、
信号源Ｓが発生する出力電圧に対する増幅器Ａ21の利得
が下がる。結局、信号源Ｓの出力電圧が大きい場合にＡ
ＧＣが動作すると、増幅器Ａ21の出力振幅は絶対値ｅに
抑えられ、信号波形ｂで示すように安定する。
説明する。図３に示すように、ダイオードＤ21・Ｄ22が
導通する電圧値を−ｅ〔Ｖ〕とし、仮にＡＧＣが動作し
ていないとしたときに、増幅器Ａ21が出力する信号波形
ａの振幅が絶対値ｅを超えたとする。このとき、ダイオ
ードＤ21・Ｄ22が導通し、トランジスタＱ21のベースに
流れる電流が減少する。この結果、トランジスタＱ21の
コレクタ−エミッタ間のインピーダンスが大きくなるの
で、増幅器Ａ21における帰還量が増大する。すなわち、
信号源Ｓが発生する出力電圧に対する増幅器Ａ21の利得
が下がる。結局、信号源Ｓの出力電圧が大きい場合にＡ
ＧＣが動作すると、増幅器Ａ21の出力振幅は絶対値ｅに
抑えられ、信号波形ｂで示すように安定する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記従来の
ＡＧＣ回路では、トランジスタＱ21や、増幅器Ａ21の入
力段に設けられた差動トランジスタが、全て信号源Ｓと
直列になっている。このため、各トランジスタに電流が
流れることにより、各トランジスタはノイズの発生源に
なるという問題が生じる。
ＡＧＣ回路では、トランジスタＱ21や、増幅器Ａ21の入
力段に設けられた差動トランジスタが、全て信号源Ｓと
直列になっている。このため、各トランジスタに電流が
流れることにより、各トランジスタはノイズの発生源に
なるという問題が生じる。
【０００８】さらに、上記従来のＡＧＣ回路では、利得
の変化に対して高域限界周波数が大きく変化するという
問題が生じる。このことを図４に基づいて説明する。図
４のグラフｃは、増幅器Ａ21における開ループ利得の周
波数特性を示している。上記従来のＡＧＣ回路では、最
小利得のときに発振しないように、位相補償がなされて
いる。グラフｃにおいて、帰還量が相対的に大きく、そ
れによって利得ｇ1 が相対的に小さいとき、高域限界周
波数ｆ1は相対的に大きくなる一方、帰還量が相対的に
小さく、それによって利得ｇ2 が相対的に大きいとき、
高域限界周波数ｆ2 は相対的に小さくなることがわか
る。このように、上記従来のＡＧＣ回路では、利得の増
大と共に、高域限界周波数が大きく低下するので、高周
波数の入力信号に対応しきれない。
の変化に対して高域限界周波数が大きく変化するという
問題が生じる。このことを図４に基づいて説明する。図
４のグラフｃは、増幅器Ａ21における開ループ利得の周
波数特性を示している。上記従来のＡＧＣ回路では、最
小利得のときに発振しないように、位相補償がなされて
いる。グラフｃにおいて、帰還量が相対的に大きく、そ
れによって利得ｇ1 が相対的に小さいとき、高域限界周
波数ｆ1は相対的に大きくなる一方、帰還量が相対的に
小さく、それによって利得ｇ2 が相対的に大きいとき、
高域限界周波数ｆ2 は相対的に小さくなることがわか
る。このように、上記従来のＡＧＣ回路では、利得の増
大と共に、高域限界周波数が大きく低下するので、高周
波数の入力信号に対応しきれない。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に係る自動利得制
御回路は、上記の課題を解決するために、少なくとも以
下の各手段を備えていることを特徴としている。すなわ
ち、(1) 入力信号を増幅する第１増幅手段（例えば、差
動増幅器）、(2) 上記第１増幅手段の出力をさらに増幅
する第２増幅手段（例えば、演算増幅器）、(3) 上記第
２増幅手段の出力振幅を検出し、第２増幅手段の出力振
幅が所定値を超えたときに、上記第１増幅手段の利得を
低下させ、上記第２増幅手段の出力振幅を一定にする制
御信号を上記第１増幅手段に供給する制御手段（例え
ば、トランジスタ）。
御回路は、上記の課題を解決するために、少なくとも以
下の各手段を備えていることを特徴としている。すなわ
ち、(1) 入力信号を増幅する第１増幅手段（例えば、差
動増幅器）、(2) 上記第１増幅手段の出力をさらに増幅
する第２増幅手段（例えば、演算増幅器）、(3) 上記第
２増幅手段の出力振幅を検出し、第２増幅手段の出力振
幅が所定値を超えたときに、上記第１増幅手段の利得を
低下させ、上記第２増幅手段の出力振幅を一定にする制
御信号を上記第１増幅手段に供給する制御手段（例え
ば、トランジスタ）。
【００１０】
【作用】上記の構成により、制御手段は、第２増幅手段
の出力振幅が所定値を超えて大きくなったことを検出す
ると、制御信号を第１増幅手段に供給し、第１増幅手段
の利得を低下させる。したがって、自動利得制御回路自
体の利得が低下し、第２増幅手段の出力振幅は、上記所
定値を超えることがなくなる。
の出力振幅が所定値を超えて大きくなったことを検出す
ると、制御信号を第１増幅手段に供給し、第１増幅手段
の利得を低下させる。したがって、自動利得制御回路自
体の利得が低下し、第２増幅手段の出力振幅は、上記所
定値を超えることがなくなる。
【００１１】また、第１増幅手段または第２増幅手段へ
の帰還量を変化させていないので、利得の変化に伴って
自動利得制御回路の周波数特性が変化するという不都合
は起こらなくなる。
の帰還量を変化させていないので、利得の変化に伴って
自動利得制御回路の周波数特性が変化するという不都合
は起こらなくなる。
【００１２】
【実施例】本発明の一実施例について図１に基づいて説
明すれば、以下のとおりである。
明すれば、以下のとおりである。
【００１３】本実施例に係るＡＧＣ回路において、信号
入力端子Ｉ1 は、第１増幅器としての差動増幅器Ａ1 を
構成する一方のトランジスタＱ1 のベースに接続されて
いる。トランジスタＱ1 のエミッタと、差動増幅器Ａ1
を構成する他方のトランジスタＱ2 のエミッタとの接続
点には、共通エミッタ抵抗Ｒ3 の一端が接続されてい
る。共通エミッタ抵抗Ｒ3 の他端には、負電源端子−Ｖ
CCに接続された抵抗Ｒ4 が直列に接続されている。トラ
ンジスタＱ1 ・Ｑ2 の各コレクタは、それぞれ負荷抵抗
Ｒ1 ・Ｒ2 を介して正電源端子＋ＶCCに接続されてい
る。
入力端子Ｉ1 は、第１増幅器としての差動増幅器Ａ1 を
構成する一方のトランジスタＱ1 のベースに接続されて
いる。トランジスタＱ1 のエミッタと、差動増幅器Ａ1
を構成する他方のトランジスタＱ2 のエミッタとの接続
点には、共通エミッタ抵抗Ｒ3 の一端が接続されてい
る。共通エミッタ抵抗Ｒ3 の他端には、負電源端子−Ｖ
CCに接続された抵抗Ｒ4 が直列に接続されている。トラ
ンジスタＱ1 ・Ｑ2 の各コレクタは、それぞれ負荷抵抗
Ｒ1 ・Ｒ2 を介して正電源端子＋ＶCCに接続されてい
る。
【００１４】一方、トランジスタＱ1 ・Ｑ2 の各コレク
タは、第２増幅器としての演算増幅器Ａ2 の反転入力端
子および非反転入力端子にそれぞれ接続されている。ま
た、演算増幅器Ａ2 の出力は、信号出力端子Ｏ1 に接続
されると共に、帰還抵抗Ｒ5 を介して上記反転入力端子
に接続されている。さらに、演算増幅器Ａ2 の出力は、
帰還抵抗Ｒ6 を介してトランジスタＱ2 のベースに接続
されると共に、演算増幅器Ａ2 の出力振幅を検出するた
めに設けられたｐｎｐ型のトランジスタＱ3 のエミッタ
にも接続されている。
タは、第２増幅器としての演算増幅器Ａ2 の反転入力端
子および非反転入力端子にそれぞれ接続されている。ま
た、演算増幅器Ａ2 の出力は、信号出力端子Ｏ1 に接続
されると共に、帰還抵抗Ｒ5 を介して上記反転入力端子
に接続されている。さらに、演算増幅器Ａ2 の出力は、
帰還抵抗Ｒ6 を介してトランジスタＱ2 のベースに接続
されると共に、演算増幅器Ａ2 の出力振幅を検出するた
めに設けられたｐｎｐ型のトランジスタＱ3 のエミッタ
にも接続されている。
【００１５】上記トランジスタＱ3 のベースは接地さ
れ、コレクタは上記抵抗Ｒ3 および抵抗Ｒ4 の接続点に
接続されている。また、トランジスタＱ2 のベースと帰
還抵抗Ｒ6 の接続点には、一端が接地されたコンデンサ
Ｃ1 が接続されている。抵抗Ｒ3 および抵抗Ｒ4 の接続
点とトランジスタＱ3 のコレクタとの接続点にも、一端
が接地されたコンデンサＣ2 が接続されている。コンデ
ンサＣ1 ・Ｃ2 は、交流信号成分をバイパスさせる働き
をする。
れ、コレクタは上記抵抗Ｒ3 および抵抗Ｒ4 の接続点に
接続されている。また、トランジスタＱ2 のベースと帰
還抵抗Ｒ6 の接続点には、一端が接地されたコンデンサ
Ｃ1 が接続されている。抵抗Ｒ3 および抵抗Ｒ4 の接続
点とトランジスタＱ3 のコレクタとの接続点にも、一端
が接地されたコンデンサＣ2 が接続されている。コンデ
ンサＣ1 ・Ｃ2 は、交流信号成分をバイパスさせる働き
をする。
【００１６】なお、上記各抵抗Ｒ1 〜Ｒ5 の値は、ＡＧ
Ｃ回路の目的とする利得の大きさに応じて設定すればよ
い。また、帰還抵抗Ｒ6 およびコンデンサＣ1 ・Ｃ2 の
値は、信号入力端子Ｉ1 に供給される入力信号の周波数
に影響を与えないように、充分低いカットオフ周波数と
なるように設定すればよい。
Ｃ回路の目的とする利得の大きさに応じて設定すればよ
い。また、帰還抵抗Ｒ6 およびコンデンサＣ1 ・Ｃ2 の
値は、信号入力端子Ｉ1 に供給される入力信号の周波数
に影響を与えないように、充分低いカットオフ周波数と
なるように設定すればよい。
【００１７】上記の構成において、例えば、信号入力端
子Ｉ1 に非常に小さな振幅の交流信号が入力されたとす
ると、トランジスタＱ1 ・Ｑ2 によって構成された差動
増幅器Ａ1 で増幅され、さらに演算増幅器Ａ2 で増幅さ
れて信号出力端子Ｏ1 に出力される。ＡＧＣ回路の利得
は、当然、差動増幅器Ａ1 の利得と演算増幅器Ａ2 の利
得との積になる。このとき、演算増幅器Ａ2 の出力振幅
がトランジスタＱ3 のエミッタ−ベース間を導通させる
電圧（通常のシリコントランジスタでは約０.6Ｖ）より
も小さければ、トランジスタＱ3 はＯＦＦ状態である。
子Ｉ1 に非常に小さな振幅の交流信号が入力されたとす
ると、トランジスタＱ1 ・Ｑ2 によって構成された差動
増幅器Ａ1 で増幅され、さらに演算増幅器Ａ2 で増幅さ
れて信号出力端子Ｏ1 に出力される。ＡＧＣ回路の利得
は、当然、差動増幅器Ａ1 の利得と演算増幅器Ａ2 の利
得との積になる。このとき、演算増幅器Ａ2 の出力振幅
がトランジスタＱ3 のエミッタ−ベース間を導通させる
電圧（通常のシリコントランジスタでは約０.6Ｖ）より
も小さければ、トランジスタＱ3 はＯＦＦ状態である。
【００１８】一方、信号入力端子Ｉ1 に大きな振幅の交
流信号が入力され、演算増幅器Ａ2 の出力振幅がトラン
ジスタＱ3 のエミッタ−ベース間を導通させる電圧より
も大きくなったとすると、トランジスタＱ3 がＯＮにな
る。すると、トランジスタＱ3 のコレクタ電流が抵抗Ｒ
3 ・Ｒ4 の接続点に流れ込むため、同接続点の電位が上
昇する（上記コレクタ電流がＡＧＣ制御信号となる）。
この結果、抵抗Ｒ3 の両端の電位差が小さくなるので、
抵抗Ｒ3 を流れるトランジスタＱ1 ・Ｑ2 のエミッタ電
流を減少させる。したがって、差動増幅器Ａ1 の利得が
下がるので、ＡＧＣ回路全体の利得が下がる。結局、演
算増幅器Ａ2 の出力振幅は、トランジスタＱ3 のエミッ
タ−ベース間を導通させる電圧でバランスすることにな
る。
流信号が入力され、演算増幅器Ａ2 の出力振幅がトラン
ジスタＱ3 のエミッタ−ベース間を導通させる電圧より
も大きくなったとすると、トランジスタＱ3 がＯＮにな
る。すると、トランジスタＱ3 のコレクタ電流が抵抗Ｒ
3 ・Ｒ4 の接続点に流れ込むため、同接続点の電位が上
昇する（上記コレクタ電流がＡＧＣ制御信号となる）。
この結果、抵抗Ｒ3 の両端の電位差が小さくなるので、
抵抗Ｒ3 を流れるトランジスタＱ1 ・Ｑ2 のエミッタ電
流を減少させる。したがって、差動増幅器Ａ1 の利得が
下がるので、ＡＧＣ回路全体の利得が下がる。結局、演
算増幅器Ａ2 の出力振幅は、トランジスタＱ3 のエミッ
タ−ベース間を導通させる電圧でバランスすることにな
る。
【００１９】以上のように、本実施例に係るＡＧＣ回路
では、入力信号が小さいときには、振幅検出用のトラン
ジスタＱ3 はＯＦＦ状態になっているため、ノイズを発
生しない。また、入力信号が大きいときであっても、ト
ランジスタＱ3 のコレクタ電流、すなわち、ＡＧＣ制御
信号が差動増幅器Ａ1 の共通エミッタ抵抗Ｒ3 に入力さ
れるので、演算増幅器Ａ2 の出力にほとんど影響を与え
ない。さらに、本実施例に係るＡＧＣ回路では、利得を
変化させる上で、演算増幅器Ａ2 における帰還量を変化
させるのではなく、その前段に設けられた差動増幅器Ａ
1 の利得そのものを変化させる構成であるから、高域限
界周波数の変化が基本的に非常に小さい。このため、周
波数特性が安定する。
では、入力信号が小さいときには、振幅検出用のトラン
ジスタＱ3 はＯＦＦ状態になっているため、ノイズを発
生しない。また、入力信号が大きいときであっても、ト
ランジスタＱ3 のコレクタ電流、すなわち、ＡＧＣ制御
信号が差動増幅器Ａ1 の共通エミッタ抵抗Ｒ3 に入力さ
れるので、演算増幅器Ａ2 の出力にほとんど影響を与え
ない。さらに、本実施例に係るＡＧＣ回路では、利得を
変化させる上で、演算増幅器Ａ2 における帰還量を変化
させるのではなく、その前段に設けられた差動増幅器Ａ
1 の利得そのものを変化させる構成であるから、高域限
界周波数の変化が基本的に非常に小さい。このため、周
波数特性が安定する。
【００２０】なお、本実施例では、第１増幅器として差
動増幅器Ａ1 の場合を説明したが、本発明がこれに限定
されるものではなく、例えばエミッタ接地型の増幅器で
もよい。
動増幅器Ａ1 の場合を説明したが、本発明がこれに限定
されるものではなく、例えばエミッタ接地型の増幅器で
もよい。
【００２１】
【発明の効果】本発明に係る自動利得制御回路は、以上
のように、入力信号を増幅する第１増幅手段と、上記第
１増幅手段の出力をさらに増幅する第２増幅手段と、上
記第２増幅手段の出力振幅を検出し、第２増幅手段の出
力振幅が所定値を超えたときに、上記第１増幅手段の利
得を低下させ、上記第２増幅手段の出力振幅を一定にす
る制御信号を上記第１増幅手段に供給する制御手段とを
備えている構成である。
のように、入力信号を増幅する第１増幅手段と、上記第
１増幅手段の出力をさらに増幅する第２増幅手段と、上
記第２増幅手段の出力振幅を検出し、第２増幅手段の出
力振幅が所定値を超えたときに、上記第１増幅手段の利
得を低下させ、上記第２増幅手段の出力振幅を一定にす
る制御信号を上記第１増幅手段に供給する制御手段とを
備えている構成である。
【００２２】それゆえ、自動利得制御回路の利得を変化
させるために、第１増幅手段の利得そのものを変化させ
るので、利得の変化による高域限界周波数の変化を非常
に小さくすることができる。したがって、周波数特性が
安定化する。また、制御手段が、動作時にノイズを発生
したとしても、制御手段が出力する制御信号は第１増幅
手段の利得を低下させるように供給されるので、制御手
段のノイズは第２増幅手段の出力にほとんど影響を与え
ないという効果を併せて奏する。
させるために、第１増幅手段の利得そのものを変化させ
るので、利得の変化による高域限界周波数の変化を非常
に小さくすることができる。したがって、周波数特性が
安定化する。また、制御手段が、動作時にノイズを発生
したとしても、制御手段が出力する制御信号は第１増幅
手段の利得を低下させるように供給されるので、制御手
段のノイズは第２増幅手段の出力にほとんど影響を与え
ないという効果を併せて奏する。
【図１】本発明に係る自動利得制御回路の一構成例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】従来の自動利得制御回路の一構成例を示す回路
図である。
図である。
【図３】従来の自動利得制御回路の動作を示す説明図で
ある。
ある。
【図４】従来の自動利得制御回路における開ループ利得
の周波数特性を示すグラフである。
の周波数特性を示すグラフである。
Ａ1 差動増幅器（第１増幅器） Ａ2 演算増幅器（第２増幅器） Ｑ3 トランジスタ（制御手段）
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号を増幅する第１増幅手段と、 上記第１増幅手段の出力をさらに増幅する第２増幅手段
と、 上記第２増幅手段の出力振幅を検出し、第２増幅手段の
出力振幅が所定値を超えたときに、上記第１増幅手段の
利得を低下させ、上記第２増幅手段の出力振幅を一定に
する制御信号を上記第１増幅手段に供給する制御手段と
を備えていることを特徴とする自動利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20411091A JPH0548358A (ja) | 1991-08-14 | 1991-08-14 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20411091A JPH0548358A (ja) | 1991-08-14 | 1991-08-14 | 自動利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548358A true JPH0548358A (ja) | 1993-02-26 |
Family
ID=16484971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20411091A Pending JPH0548358A (ja) | 1991-08-14 | 1991-08-14 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0548358A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6798291B2 (en) * | 2002-11-12 | 2004-09-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Variable gain current amplifier with a feedback loop including a differential pair |
-
1991
- 1991-08-14 JP JP20411091A patent/JPH0548358A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6798291B2 (en) * | 2002-11-12 | 2004-09-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Variable gain current amplifier with a feedback loop including a differential pair |
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