JPH0547464A

JPH0547464A - 同期型スイツチング回路

Info

Publication number: JPH0547464A
Application number: JP20506891A
Authority: JP
Inventors: Toshio Ogasawara; 敏雄小笠原; Tetsumasa Kubota; 哲正久保田; Kazuhiko Otsuka; 一彦大塚
Original assignee: Mitsubishi Electric Home Appliance Co Ltd; Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Home Appliance Co Ltd; Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1991-08-15
Filing date: 1991-08-15
Publication date: 1993-02-26

Abstract

(57)【要約】【目的】従来は構成が複雑で信頼性が低く高価なスイ
ッチング回路を、簡素な回路構成として過電流防止を重
点にして信頼性を向上する。【構成】誘導加熱用のコイル２に高周波電流を流すス
イッチング素子３の駆動制御を行う制御回路に４個の電
圧比較器１０，１２，１６，２３を設けたＩｃを使用
し、それぞれの電圧比較器に同期、導通幅、遅延、整
形、過電流及び位相の調整の制御動作を行なわせる。ま
た、１／２分圧整流回路６によって商用電源の零電位で
のスイッチング素子３の発振を安定することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、電磁誘導加熱調理器
などに使用する同期型スイッチング回路に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】電磁調理器などに用いられる高周波スイ
ッチング回路は、例えば特開平３−８８２９３号公報に
示されているようなＰＷＭ（パルス幅変調）方式すなわ
ち他励方式や、特公平３−２９１４７号公報などに示さ
れている自励発振方式が使用されている。図６は従来の
電磁調理器に用いられている自励発振方式の一例を示す
回路図である。図６において、２は加熱コイル、３はス
イッチング素子、４は共振コンデンサ、７０はＣ−Ｒ回
路、７１は同期回路、７２は制御部、７３はＰＷＭ制御
部、７４はエラーアンプ、７５は電流検出部、７６は出
力設定部、７７は全波整流平滑回路、７８はスイッチン
グ素子３の駆動回路である。

【０００３】次に、図６，図７を参照して動作を説明す
る。図６の制御部７２は外部抵抗とコンデンサとで形成
するＣ−Ｒ回路７０による自走周波数で常に発振してい
る。図７のＶ_Cで示す波形がその発振波形を示し、スイ
ッチング素子３のゲートはＶ_GOの波形でＴmax のオン時
間が発生するように構成されており、スイッチング素子
３はスイッチング電流Ｉｃが断たれると、逆電位として
発生するＶ_CE波形が零クロスするタイミングのＴ₂で再
びオン・パルスを発生させ（Ｖ_Gのａ点）、所定の出力
に相当するＴ_Pのオン幅で駆動される。

【０００４】このオン幅の決定は、制御部７２のＰＷＭ
制御部７３によるエラーアンプ７４の出力で動作する。
エラーアンプ７４は通電電流を電流検出部７５で変換し
た電位と、所定の出力を電圧で設定する出力設定部７６
の電圧とを比較した結果、得られた出力をＰＷＭ制御部
７３に与え、オン幅を逐次決定する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の高
周波スイッチング回路では、同期ミスやＰＷＭ制御ミス
が発生すると、スイッチング素子３は制御部７２の構成
で決まる最大のオン幅（Ｔmax ）で駆動されることがあ
るので、過電流によるスイッチング素子３の破損の確度
が高いという問題があった。

【０００６】この発明はかかる課題を解決するためにな
されたもので、スイッチング素子に過電流が流れるよう
なことがあると、これを検知して発振を停止して破損を
未然に阻止し、かつ簡略な回路構成で安価な同期型スイ
ッチング回路を得ることを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明に係る同期型ス
イッチング回路は、４個１組で構成される電圧比較器を
用い、第１の電圧比較器を同期回路に、第２の電圧比較
器を導通時間設定回路に、第３の電圧比較器をパルス遅
延・整形回路に、第４の電圧比較回路を過電流検出回路
とし、スイッチング素子の駆動制御等を行うようにした
ものである。

【０００８】また、第１の電圧比較回路の非反転入力に
全波整流電圧を、反転入力にスイッチング素子のコレク
タ電位をそれぞれ印加するようにしたものである。

【０００９】また、第２の電圧比較回路の非反転入力に
通電率に対応する電位を、反転入力に定電流ダイオード
による電圧をそれぞれ印加するようにしたものである。

【００１０】また、第３の電圧比較回路の反転入力の設
定電位によって、導通時間の遅延を調節するようにした
ものである。

【００１１】また、第４の電圧比較回路の反転入力にス
イッチング素子電流の電圧変換値を、非反転入力に過電
流設定値に対応する電位をそれぞれ入力するようにした
ものである。

【００１２】また、第１、第３の電圧比較回路の出力２
個のトランジスタで短絡し、両トランジスタ間を全波整
流電圧で導通させるようにしたものである。

【００１３】また、商用電源と位相の異なる電圧を全波
整流波形に重畳させる１／２分圧整流回路を設けるよう
にしたものである。

【００１４】

【作用】この発明においては、第１、第２の電圧比較器
によってスイッチング素子のオン・タイミングが自在に
調整でき、第２の電圧比較器の反転入力に印加する定電
流ダイオードの電位によりオン幅が直線的に幅広く調整
できる。また、第４の電圧比較回路による過電流の検出
で、通常時のスイッチング素子の過電流による停止を阻
止する。また、第１、第３の電圧比較回路の出力を短絡
したトランジスタによって、通電開始時の不規則な回路
動作を防止する。さらに、１／２分圧整流回路よりの電
圧の重畳によって、入力電圧零クロス付近のスイッチン
グ素子の動作を安定させる。

【００１５】

【実施例】図１はこの発明の一実施例による同期型スイ
ッチング回路の構成を示す回路図である。図１におい
て、１は全波整流ダイオード、２は電磁誘導加熱用のコ
イル、３はスイッチング素子、４はコイル２に並列に接
続された共振コンデンサ、５は平滑コンデンサ、６は１
／２分圧整流回路、７は主電流回路、８は電流トラン
ス、９は電流トランス８側に流れる電流の整流回路、１
０は第１の電圧比較器、１１は結合コンデンサで、スイ
ッチング素子３の電圧を第１の電圧比較器１０の反転入
力へ印加する。１２は第２の電圧比較器、１３はスイッ
チングオン幅を作るためのコンデンサ、１４は同じく定
電流ダイオード、１５は出力設定電圧の可変抵抗であ
る。

【００１６】１６は第３の電圧比較器、１７，１８は第
３の電圧比較器１６の反転入力の閾値を決定する抵抗、
１９，２０は出力阻止用のトランジスタ、２１はトラン
ジスタ１９，２０のバイアス抵抗、２２はドライブ回路
で、制御回路よりの信号をスイッチング素子３に供給す
る。２３は第４の電圧比較器、２４は非反転入力電位設
定用の抵抗、２５は反転保持用のトランジスタ、２６は
逆流阻止用のダイオード、２７は発振を「入」「切」さ
せるスイッチ、２８は第２の電圧比較器１２の出力と第
１の電圧比較器１０の出力とを結ぶダイオードである。

【００１７】図２は図１における１／２分圧整流回路の
詳細を示し、３０はインダクタンス、３１は平滑コンデ
ンサ、３２は整流ダイオード、３３は分圧抵抗である。

【００１８】次に、上記の構成に基づき、図１〜図５を
参照して動作を説明する。図３に示す４０は図１におけ
る全波整流ダイオード１に印加される交流電圧、４１は
全波整流ダイオード１によって整流された波形を示す。
スイッチング制御によりスイッチング素子３が所定の断
続を行い、波形４２のような高周波（約２０ＫＨｚ）と
なり、商用周波数の包絡線でレベルが変る。このとき、
共振コンデンサ４とコイル２のインダクタンスとが共振
して、図３に示すコレクタ電流４３と電圧４４が発生し
ている。

【００１９】スイッチング素子３には最初はドライブ信
号が与えられていないので非導通であり、抵抗２１によ
ってトランジスタ１９，２０の出力を阻止している。ト
ランジスタ１９，２０は電源電圧の印加と同時に動作
し、この制御回路はスタンバイ状態になる。この段階で
コンデンサ１３もグランドレベルに短絡されている。ス
イッチ２７を短絡側に切換えると、トランジスタ１９，
２０は開放され、コンデンサ１３が定電流ダイオード１
４を介して図４の４５で示すように充電される。

【００２０】上記のコンデンサ１３の充電による電圧上
昇はいわゆるランプ電圧で、回路のプラス電位Ｖ_Oまで
充電される。図４に示す第２の電圧比較器１２の非反転
入力レベル４６に上記ランプ電圧４５が到達すると、第
２電圧比較器１２の出力４７はグランドレベルに短絡さ
れるが、ダイオード２８で第２の電圧比較器１２の出力
は第１の電圧比較器の出力に接続されているので、実際
の波形は図４で示す４８のようになる。

【００２１】この４８で示す波形は、第３の電圧比較器
１６の非反転入力に接続され、また第３の電圧比較器１
６の反転入力は抵抗１７，１８によって図４に示す４９
のレベルに設定されており、第３の電圧比較器１６は図
４に示す５０の波形となる。この信号はドライブ回路２
２によってスイッチング素子３のゲートに印加され、図
４に５１で示すコレクタ電流Ｉｃが流れる。このコレク
タ電流Ｉｃが阻止されると、コイル２と共振コンデンサ
４とで共振した電圧５２が発生する。この電圧５２の信
号は、第１の電圧比較器１０の反転入力に印加され、非
反転入力信号５３との関係で出力は５４で示す波形とな
る。この５４で示す波形は、図１のスイッチ２７の動作
によりトランジスタ１９が開放するのと同様であり、以
下波形４８より波形５４に至る動作を繰り返すことで発
振状態になる。

【００２２】また、図４においてｔ₁で示す遅延時間５
５は、スイッチング損失を示す電圧５２と電流５１との
重なりを防止するために設定されており、上記の反転入
力のレベル４９の値を抵抗１７，１８によって任意に変
えることができこの実施例ではｔ₁＝１μsec に設定し
た。さらに、図４中にｔ₂で示す時間は、通常の抵抗結
合の場合は遅れ過ぎてスイッチング効率を落すのを補う
ために、位相を進めるコンデンサ１１で結合するように
なっている。

【００２３】スイッチング素子３のコレクタ電流は電流
トランス８で検出され、この検出された電流は整流回路
９で直流電圧に変換され、第４の電圧比較器２３の反転
入力に加えられ、分圧抵抗２４の電位を超えると（過電
流が発生すると）出力はグランドレベルへ落ち、ダイオ
ード２６を介してスイッチング素子３のドライブ信号は
なくなって発振を停止する。この停止状態を保持するた
め、トランジスタ２５の出力がグランドレベルへ落ちた
時点で導通し、反転入力は非反転入力より高い状態で維
持され、電源を絶つことによりこの状態が解除される。

【００２４】１／２分圧整流回路６の動作は、図２に示
すインダクタ３０によって位相をずらした電圧を発生さ
せ、商用電圧が零になる瞬間の零クロス時に、図４にお
いて５２で示す電圧波形を発生させることである。図５
はこの態様を示し、全波整流波形は６０で示す位相のず
れた波形と４１の波形とで合成波形６１となり、この１
／２分圧整流回路６がない場合を示す６２の波形と比較
すれば明らかのように、６３の波形が得られるので発振
が持続することになる。なお、波形６２は、商用電源の
全波整流波形の電圧が零になるとスイッチング素子３の
コレクタ波形が削減することを示している。

【００２５】なお、上記実施例では出力電圧を設定する
ために可変抵抗１５を使用したが、例えばマイクロコン
ピュータで制御されるＤ／Ａ変換出力の直流電位でもよ
く、また、スイッチ２７の代りにトランジスタを使用し
て上記のマイクロコンピュータのポートに入力させるよ
うにしてもよく、さらに、電磁誘導加熱用のコイル２の
代りに、例えばトランス巻線にして電子レンジ用のイン
バータ電源としてもよい。

【００２６】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、汎用
の電圧比較器を４回路設けたＩｃによる構成で、次に列
記するような効果がある。

【００２７】同期回路の入力をコンデンサ結合としたの
で、発振効率の低下の要因となる遅れ時間を調整でき
る。

【００２８】オン時間幅を発生させるランプ電圧発生回
路の充電に定電流ダイオードを用いたので、直線性の確
保と出力可変範囲の拡大が安価に構成できる。

【００２９】スイッチング素子のコレクタ電位消滅後、
次のコレクタ電流通電開始の遅れ時間を自在に設定でき
るので、スイッチングロスの低減を信頼度高く安価に構
成できる。

【００３０】過電流検出後の動作保持ができるようにし
たので、確実な過電流に対する保護ができる。

【００３１】回路の動作を確実に停止するトランジスタ
を設けて電源投入と同時に停止モードとなるようにした
ので、電圧比較器の電圧印加時に不規則に発生する暴走
動作を防止できる。

【００３２】商用電源の零電位での発振停止を１／２分
圧整流回路によって発振を持続させるようにしたので、
大容量のリアクタ等を用いなくても軽量、安価に発振の
信頼性を高める。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例による同期型スイッチング
回路の構成図である。

【図２】図１における１／２分圧整流回路の構成図であ
る。

【図３】この発明の概要動作を説明するための波形図で
ある。

【図４】この発明の詳細動作を説明するための波形図で
ある。

【図５】１／２分圧整流回路の動作を説明するための波
形図である。

【図６】従来の高周波スイッチング回路の構成を示すブ
ロック図である。

【図７】従来の高周波スイッチング回路の動作を説明す
るための波形図である。

【符号の説明】

２誘導加熱用のコイル３スイッチング素子６１／２分圧整流器１０第１の電圧比較器１１結合コンデンサ１２第２の電圧比較器１６第３の電圧比較器１９，２０出力阻止用のトランジスタ２３第４の電圧比較器２５反転保持用のトランジスタ２８ダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者大塚一彦埼玉県大里郡花園町大字小前田1728番地１三菱電機ホーム機器株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】４回路の電圧比較器を設け、第１の電圧
比較器を同期回路に、第２の電圧比較器を導通時間設定
回路に、第３の電圧比較器をパルス遅延・整形回路に、
第４の電圧比較回路を過電流検出回路にしたことを特徴
とする同期型スイッチング回路。
【請求項２】第１の電圧比較回路の非反転入力に全波
整流電圧を印加し、反転入力にスイッチング素子のコレ
クタ電位をコンデンサを介して印加したことを特徴とす
る請求項１記載の同期型スイッチング回路。
【請求項３】第２の電圧比較回路の非反転入力に所定
の通電率に対応する電位を任意に印加し、反転入力に定
電流ダイオードによるランプ電圧を印加したことを特徴
とする請求項１記載の同期型スイッチング回路。
【請求項４】第３の電圧比較回路の反転入力の設定電
位によって、導通時間の遅延を調節したことを特徴とす
る請求項１記載の同期型スイッチング回路。
【請求項５】第４の電圧比較回路の反転入力にスイッ
チング素子の電流値を電圧変換して印加し、非反転入力
に過電流の設定値に対応する電位を印加して、上記第４
の電圧比較回路の出力に接続されたトランジスタによっ
て、反転動作時に反転入力を反転電位以上に保持される
ことを特徴とする請求項１記載の同期型スイッチング回
路。
【請求項６】第１の電圧比較回路の出力と第３の電圧
比較回路の出力とを動作停止用の２個のトランジスタに
よって短絡して配置し、上記両トランジスタ間を入力全
波整流電圧で導通させたことを特徴とする請求項１記載
の同期型スイッチング回路。
【請求項７】全波整流波形の零クロス付近に位相が異
なった電圧を重畳させる１／２分圧整流回路を設けたこ
とを特徴とする請求項１記載の同期型スイッチング回
路。