JPH0542233B2 - - Google Patents
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- JPH0542233B2 JPH0542233B2 JP61140180A JP14018086A JPH0542233B2 JP H0542233 B2 JPH0542233 B2 JP H0542233B2 JP 61140180 A JP61140180 A JP 61140180A JP 14018086 A JP14018086 A JP 14018086A JP H0542233 B2 JPH0542233 B2 JP H0542233B2
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Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Stopping Of Electric Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、少なくとも順、逆変換器からなる
電流形インバータを介して駆動される交流電動機
の電流ベクトルを演算器にて演算される電動機磁
束ベクトルに平行な磁化電流成分とこれに直交す
るトルク電流成分とに分解して制御する交流電動
機のベクトル制御装置、特にその改良に関する。
電流形インバータを介して駆動される交流電動機
の電流ベクトルを演算器にて演算される電動機磁
束ベクトルに平行な磁化電流成分とこれに直交す
るトルク電流成分とに分解して制御する交流電動
機のベクトル制御装置、特にその改良に関する。
第４図は電流ベクトルを示すベクトル図であ
る。
る。
すなわち、例えば誘導電動機の１次電流（固定
子電流）i1は、回転子を中心に回転する空間ベク
トルとしてとらえることができる。これと同様
に、１次電流i1によつて生じる回転子鎖交磁束
も、回転子軸を中心にして回転する空間ベクトル
としてとらえることができる。この１次電流ベク
トルi1→→i 1のうち、磁束ベクトルφ→〓と同一方向の
成分は磁化電流または励磁電流iMと呼ばれてお
り、直流機の界磁電流に相当するものである。ま
た、これと直角な方向の成分はトルク電流iTと呼
ばれ、直流機の電機子電流に相当する。誘導電動
機におけるこれらの成分を互いに独立に分離して
制御することができるならば、直流機よりも安価
で、しかも堅牢な誘導電動機において直流機と同
等の可変速制御性能を発揮させることができる。
かかる原理にもとづいて誘導電動機を制御するの
が、いわゆる誘導電動機のベクトル制御と云われ
るものである。なお、矢印（→）を付してベクト
ル量を表わすが、特に必要のある場合を除いて
は、その区別をしないことゝする。そして、この
ような誘導電動機のベクトル制御を可能にするた
めには、回転する磁束ベクトルの軸（磁束軸；Ｍ
軸）を基準として、互いに直交する２つの成分の
形で指令値が与えられる電流ベクトルを、回転し
ない固定軸（α軸）を基準とするベクトル量に変
換する必要があることから、磁束軸（Ｍ軸）の位
置を検出しなければならないことがわかる。な
お、この固定子軸（α軸）は、固定子の１つの巻
線軸にとるのが一般的である。
子電流）i1は、回転子を中心に回転する空間ベク
トルとしてとらえることができる。これと同様
に、１次電流i1によつて生じる回転子鎖交磁束
も、回転子軸を中心にして回転する空間ベクトル
としてとらえることができる。この１次電流ベク
トルi1→→i 1のうち、磁束ベクトルφ→〓と同一方向の
成分は磁化電流または励磁電流iMと呼ばれてお
り、直流機の界磁電流に相当するものである。ま
た、これと直角な方向の成分はトルク電流iTと呼
ばれ、直流機の電機子電流に相当する。誘導電動
機におけるこれらの成分を互いに独立に分離して
制御することができるならば、直流機よりも安価
で、しかも堅牢な誘導電動機において直流機と同
等の可変速制御性能を発揮させることができる。
かかる原理にもとづいて誘導電動機を制御するの
が、いわゆる誘導電動機のベクトル制御と云われ
るものである。なお、矢印（→）を付してベクト
ル量を表わすが、特に必要のある場合を除いて
は、その区別をしないことゝする。そして、この
ような誘導電動機のベクトル制御を可能にするた
めには、回転する磁束ベクトルの軸（磁束軸；Ｍ
軸）を基準として、互いに直交する２つの成分の
形で指令値が与えられる電流ベクトルを、回転し
ない固定軸（α軸）を基準とするベクトル量に変
換する必要があることから、磁束軸（Ｍ軸）の位
置を検出しなければならないことがわかる。な
お、この固定子軸（α軸）は、固定子の１つの巻
線軸にとるのが一般的である。
第５図はこのようなベクトル制御装置の従来例
を示すブロツク図である。同図において、１は順
変換器（整流器）、２は逆変換器、３は誘導電動
機、４は速度検出器PG、５は加減速パターン発
生器、６は速度調節器ASR、７は固定子電流
（１次電流）演算器、８は電流調節器ACR、９は
移相器、１０は電流検出器、１１は割算器、１２
はベクトル演算器、１３は角度演算器、１４は角
度加算器、１５はパルス分配器である。
を示すブロツク図である。同図において、１は順
変換器（整流器）、２は逆変換器、３は誘導電動
機、４は速度検出器PG、５は加減速パターン発
生器、６は速度調節器ASR、７は固定子電流
（１次電流）演算器、８は電流調節器ACR、９は
移相器、１０は電流検出器、１１は割算器、１２
はベクトル演算器、１３は角度演算器、１４は角
度加算器、１５はパルス分配器である。
順変換器１、逆変換器２および直流リアクトル
DCLによつて電流形インバータが構成され、該
インバータによつて誘導電動機３が駆動される。
その回転速度Ｎ（または回転子角周波数ω2）は速
度検出器（パルスジエネレータ）４を介して検出
され、速度設定値から速度指令値N*を発生する
加減速パターン発生器５の出力とともに速度調節
器ASR６に入力される。ASR６では、両者の偏
差が零となるように調節演算を行ない、その出力
はトルク電流指令値iT *となる。固定子電流演算
器７はこのトルク電流指令値iT *と、ベクトル演
算器１２を介して与えられる磁化電流指令値iM *
とにもとづいて固定子電流指令値i1 *、すなわち、 i1 *＝√（T *）2＋（M *）2 の演算を行ない、電流調節器ACR８に与えるの
で、ACR８は交流変流器ACCTおよび電流検出
器１０を介して得られる固定子電流実際値i1をそ
の指令値i1 *に一致させるべく所定の調節演算を
行ない、移相器９を介して順変換器１の点弧制御
を行なう。
DCLによつて電流形インバータが構成され、該
インバータによつて誘導電動機３が駆動される。
その回転速度Ｎ（または回転子角周波数ω2）は速
度検出器（パルスジエネレータ）４を介して検出
され、速度設定値から速度指令値N*を発生する
加減速パターン発生器５の出力とともに速度調節
器ASR６に入力される。ASR６では、両者の偏
差が零となるように調節演算を行ない、その出力
はトルク電流指令値iT *となる。固定子電流演算
器７はこのトルク電流指令値iT *と、ベクトル演
算器１２を介して与えられる磁化電流指令値iM *
とにもとづいて固定子電流指令値i1 *、すなわち、 i1 *＝√（T *）2＋（M *）2 の演算を行ない、電流調節器ACR８に与えるの
で、ACR８は交流変流器ACCTおよび電流検出
器１０を介して得られる固定子電流実際値i1をそ
の指令値i1 *に一致させるべく所定の調節演算を
行ない、移相器９を介して順変換器１の点弧制御
を行なう。
一方、ASR６の出力であるトルク電流指令値iT
＊は割算器１１に入力され、こゝで別途与えられ
る磁束指令値*との除算によつてスリツプ周波
数ωslが求められる。ベクトル演算器１２は、こ
のスリツプ周波数ωslおよび速度検出器４を介し
て与えられる回転子速度（角周波数）ω2をそれ
ぞれ積分しその和をとることによつて磁束軸の固
定子軸からの角度を求める。角度演算器１３
は、ベクトル演算器１２からの出力iM，iTによつ
て電流ベクトルの磁束軸からの角度βを演算し、
角度加算器１４は、これらの角度β，ωを加算し
て電流ベクトルの角度位置を求める。この出力
は、パルス分配器１５を介して逆変換器２内の各
スイツチング素子に与えられ、これによつて角度
（周波数）の制御が行われる。
＊は割算器１１に入力され、こゝで別途与えられ
る磁束指令値*との除算によつてスリツプ周波
数ωslが求められる。ベクトル演算器１２は、こ
のスリツプ周波数ωslおよび速度検出器４を介し
て与えられる回転子速度（角周波数）ω2をそれ
ぞれ積分しその和をとることによつて磁束軸の固
定子軸からの角度を求める。角度演算器１３
は、ベクトル演算器１２からの出力iM，iTによつ
て電流ベクトルの磁束軸からの角度βを演算し、
角度加算器１４は、これらの角度β，ωを加算し
て電流ベクトルの角度位置を求める。この出力
は、パルス分配器１５を介して逆変換器２内の各
スイツチング素子に与えられ、これによつて角度
（周波数）の制御が行われる。
ところで、電動機の動作モードには駆動モード
と制動（回生）モードがある。第６図は電動機の
動作モードを説明するための説明図で、同図イは
駆動モードを、同図ロは制動モードをそれぞれ示
している。前者の場合、整流器１は順変換動作
を、インバータ２は逆変換動作をそれぞれ行い、
パワーの流れは太矢印の如くなる。一方、後者の
場合、整流器１は逆変換動作を、インバータ２は
順変換動作をそれぞれ行い、パワーの流れはイの
場合と逆になる。
と制動（回生）モードがある。第６図は電動機の
動作モードを説明するための説明図で、同図イは
駆動モードを、同図ロは制動モードをそれぞれ示
している。前者の場合、整流器１は順変換動作
を、インバータ２は逆変換動作をそれぞれ行い、
パワーの流れは太矢印の如くなる。一方、後者の
場合、整流器１は逆変換動作を、インバータ２は
順変換動作をそれぞれ行い、パワーの流れはイの
場合と逆になる。
こゝで、負荷トルクが変化し、インバータ２が
第６図イの如き駆動モードから同図ロの如き制動
モードに変化する場合について考える。このと
き、インバータ側の直流電圧Edは電動機電圧を
VMとすると、 Ed＝（３√２／π）VMcosφ ……(1) の如く表わされる。すなわち、駆動モードから制
動モードへ変化するということは、電動機力率
（cosφ）が遅れから進みに変化することであり、
この過程では電動機力率cosφ＝０を通過するこ
とになる。この動きが比較的緩やかならば、上記
ASR６の出力もそれに応じて変化するため異常
とはならないが、この動きが急峻であつたり、こ
れが頻繁に繰り返される場合は、ASR６の出力
信号（iT *）の動きがこれに追従できず、最悪の
場合はこれが（iT *）naxを指令しているときに、電
動機力率が零となる場合が生じる。
第６図イの如き駆動モードから同図ロの如き制動
モードに変化する場合について考える。このと
き、インバータ側の直流電圧Edは電動機電圧を
VMとすると、 Ed＝（３√２／π）VMcosφ ……(1) の如く表わされる。すなわち、駆動モードから制
動モードへ変化するということは、電動機力率
（cosφ）が遅れから進みに変化することであり、
この過程では電動機力率cosφ＝０を通過するこ
とになる。この動きが比較的緩やかならば、上記
ASR６の出力もそれに応じて変化するため異常
とはならないが、この動きが急峻であつたり、こ
れが頻繁に繰り返される場合は、ASR６の出力
信号（iT *）の動きがこれに追従できず、最悪の
場合はこれが（iT *）naxを指令しているときに、電
動機力率が零となる場合が生じる。
第７図に誘動電動機の等価回路を示す。同図に
おいて、Lσは１次洩れリアクタンス、R1は１次
抵抗、LMは励磁リアクタンス、R2′は２次抵抗
で、電動機力率が零の場合は電動機入力電流は励
磁電流（iM）だけとなり、これが励磁リアクタン
スLMを流れることになる。この電流は定常的に
は規定の値となるように制御されているが、上述
の如くASR６が（iT *）naxを指令しているときに
電動機力率が零になると、 √（T *）nax 2＋M 2 なる規定のiMの数倍の大きさをもつ電流が励磁リ
アクタンスLMを流れることになり、この電流は
電動機電圧VMを著しく増大させる。
おいて、Lσは１次洩れリアクタンス、R1は１次
抵抗、LMは励磁リアクタンス、R2′は２次抵抗
で、電動機力率が零の場合は電動機入力電流は励
磁電流（iM）だけとなり、これが励磁リアクタン
スLMを流れることになる。この電流は定常的に
は規定の値となるように制御されているが、上述
の如くASR６が（iT *）naxを指令しているときに
電動機力率が零になると、 √（T *）nax 2＋M 2 なる規定のiMの数倍の大きさをもつ電流が励磁リ
アクタンスLMを流れることになり、この電流は
電動機電圧VMを著しく増大させる。
第８図にトルク切換時の動作を示し、第９図に
励磁電流と電動機電圧との関係を示す。なお、第
８図イはインバータ側直流電圧Ed、同図ロは直
流電流Id、同図ハは電動機電圧VM、同図ニは速
度Ｎの各波形を示しており、トルク切換時には電
動機電圧VMが同図ハの如く大きくなることがわ
かる。また、励磁電流iMが √（T *）nax 2＋M 2 となるときの電動機電圧をVM′とすると、これと
規定の励磁電流が流れたときの電動機電圧VMと
の比 VM′／VM は第９図からも明らかなように２〜３の値とな
り、定格電圧の２〜３倍もの大きな電圧が生じる
ことがわかる。この電圧上昇は電動機の絶縁に悪
影響を与えるばかりでなく、電動機電圧が直接印
加される、第１０図の如き電流形インバータの転
流ダイオードＤが過電圧破壊を引き起こすと云う
問題がある。このときダイオードＤにかゝる電圧
は、転流コンデンサ電圧と電動機電圧との和で表
わされる。なお、以上のような問題は制動モード
から駆動モードへの移行時にも、同様に発生する
ものである。
励磁電流と電動機電圧との関係を示す。なお、第
８図イはインバータ側直流電圧Ed、同図ロは直
流電流Id、同図ハは電動機電圧VM、同図ニは速
度Ｎの各波形を示しており、トルク切換時には電
動機電圧VMが同図ハの如く大きくなることがわ
かる。また、励磁電流iMが √（T *）nax 2＋M 2 となるときの電動機電圧をVM′とすると、これと
規定の励磁電流が流れたときの電動機電圧VMと
の比 VM′／VM は第９図からも明らかなように２〜３の値とな
り、定格電圧の２〜３倍もの大きな電圧が生じる
ことがわかる。この電圧上昇は電動機の絶縁に悪
影響を与えるばかりでなく、電動機電圧が直接印
加される、第１０図の如き電流形インバータの転
流ダイオードＤが過電圧破壊を引き起こすと云う
問題がある。このときダイオードＤにかゝる電圧
は、転流コンデンサ電圧と電動機電圧との和で表
わされる。なお、以上のような問題は制動モード
から駆動モードへの移行時にも、同様に発生する
ものである。
したがつて、この発明は急峻または頻繁なトル
ク切換が行われても電動機電圧の上昇を抑止し電
動機やインバータの故障を防止し得る交流電動機
のベクトル制御装置を提供することを目的とす
る。
ク切換が行われても電動機電圧の上昇を抑止し電
動機やインバータの故障を防止し得る交流電動機
のベクトル制御装置を提供することを目的とす
る。
上記目的達成のため、本発明では、交流電動機
のベクトル制御装置において、制御に用いるトル
ク指令値と、電動機回転速度の実際値と、から負
荷トルクを推定し、推定された該負荷トルクと、
前記トルク指令値と、から、電動機トルクの極性
が、駆動モードのそれから制動モードのそれへ、
或いはその逆に切り換わる変化点を検出する手段
と、検出された該変化点から、電動機トルクの極
性の切り換わりが完了するまでに要する期間、電
動機電流値を励磁電流相当値に固定し、その後も
との電動機電流に戻す手段と、を具備した。
のベクトル制御装置において、制御に用いるトル
ク指令値と、電動機回転速度の実際値と、から負
荷トルクを推定し、推定された該負荷トルクと、
前記トルク指令値と、から、電動機トルクの極性
が、駆動モードのそれから制動モードのそれへ、
或いはその逆に切り換わる変化点を検出する手段
と、検出された該変化点から、電動機トルクの極
性の切り換わりが完了するまでに要する期間、電
動機電流値を励磁電流相当値に固定し、その後も
との電動機電流に戻す手段と、を具備した。
その結果、本発明では、電動機トルクの極性の
切り換わり期間に電動機電圧が異常上昇するのを
防ぐことができる。
切り換わり期間に電動機電圧が異常上昇するのを
防ぐことができる。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図であ
る。これは第５図と比較すれば明らかなように、
制御回路１６を設けた点が特徴である。
る。これは第５図と比較すれば明らかなように、
制御回路１６を設けた点が特徴である。
この制御回路１６は具体的には第２図に示され
るように、加算器１６ａ，１６ｅ，１６ｆ、積分
器１６ｂ，１６ｄ、係数器１６ｃ、コンパレータ
１６ｇ，１６ｈ、モノステーブルマルチバイブレ
ータ（単に、モノステとも略称する）１６ｉ，１
６ｊおよびオアゲート１６ｋ等より構成される。
るように、加算器１６ａ，１６ｅ，１６ｆ、積分
器１６ｂ，１６ｄ、係数器１６ｃ、コンパレータ
１６ｇ，１６ｈ、モノステーブルマルチバイブレ
ータ（単に、モノステとも略称する）１６ｉ，１
６ｊおよびオアゲート１６ｋ等より構成される。
こゝで、１６ａ〜１６ｅからなる部分は良く知
られている負荷トルク推定回路を構成し、第１図
のASR６からの出力iT *を時定数TJの積分器１６
ｂに与えることによつて速度模擬値N′を取り出
し、これが第１図のPG４を介して与えられる速
度実際値Ｎと一致するように、係数器１６ｃと積
分器１６ｄを動作させることにより負荷トルクを
推定するものである。なお、K1，K2は係数、TJ
は電動機および負荷の機械時定数の和を示し、ま
た負荷トルク推定信号TL′は積分器１６ｄの出力
として得ることができる。
られている負荷トルク推定回路を構成し、第１図
のASR６からの出力iT *を時定数TJの積分器１６
ｂに与えることによつて速度模擬値N′を取り出
し、これが第１図のPG４を介して与えられる速
度実際値Ｎと一致するように、係数器１６ｃと積
分器１６ｄを動作させることにより負荷トルクを
推定するものである。なお、K1，K2は係数、TJ
は電動機および負荷の機械時定数の和を示し、ま
た負荷トルク推定信号TL′は積分器１６ｄの出力
として得ることができる。
したがつて、この出力TL′と負荷トルク相当量
iT *とを加算器１６ｆに図示の如き極性で与えて
両者の差をとり、これをコンパレータ１６ｇ，１
６ｈにて所定の設定値と比較することにより、ト
ルク極性の変化点または切換わり点を検出するこ
とができる。モノステ１６ｉ，１６ｊはトルク極
性の変化点から一定の時間T1だけ“Ｈ”レベル
となる信号Ｂを出力する。速度調節器ASR６で
はこの信号Ｂが“Ｈ”レベルの期間だけそのスイ
ツチSWが閉成され、これによつて出力の零ホー
ルドが行なわれる。なお、モノステの設定時間
T1は、インバータの動作モードが変化し終るで
あろう最小限の値に設定される。
iT *とを加算器１６ｆに図示の如き極性で与えて
両者の差をとり、これをコンパレータ１６ｇ，１
６ｈにて所定の設定値と比較することにより、ト
ルク極性の変化点または切換わり点を検出するこ
とができる。モノステ１６ｉ，１６ｊはトルク極
性の変化点から一定の時間T1だけ“Ｈ”レベル
となる信号Ｂを出力する。速度調節器ASR６で
はこの信号Ｂが“Ｈ”レベルの期間だけそのスイ
ツチSWが閉成され、これによつて出力の零ホー
ルドが行なわれる。なお、モノステの設定時間
T1は、インバータの動作モードが変化し終るで
あろう最小限の値に設定される。
以上の様子を図示すると第３図の如くなる。つ
まり、駆動モードから制動モードへの切換わり時
点は、例えばコンパレータ１６ｇによつて同図ホ
の如く検出され、これによつてモノステ１６ｉの
出力Ｂが同図ヘの如く一定期間T1だけ“Ｈ”と
なる。これにより、ASR６の出力がこの期間だ
け同図トの如く零ホールド（iT *＝０）されるた
め、この期間中は電動機電流はiMだけ（規定の励
磁電流値）となり、したがつて電動機力率が零に
なつても、電動機電圧は同図ハの如く過電圧とな
ることは無く、これは第８図ハと比較すればその
差は明らかである。なお、第３図イ〜ニについて
は第８図と同様であるので、説明は省略する。
まり、駆動モードから制動モードへの切換わり時
点は、例えばコンパレータ１６ｇによつて同図ホ
の如く検出され、これによつてモノステ１６ｉの
出力Ｂが同図ヘの如く一定期間T1だけ“Ｈ”と
なる。これにより、ASR６の出力がこの期間だ
け同図トの如く零ホールド（iT *＝０）されるた
め、この期間中は電動機電流はiMだけ（規定の励
磁電流値）となり、したがつて電動機力率が零に
なつても、電動機電圧は同図ハの如く過電圧とな
ることは無く、これは第８図ハと比較すればその
差は明らかである。なお、第３図イ〜ニについて
は第８図と同様であるので、説明は省略する。
以上は、電動機が駆動モードから制動モードに
移行する場合について説明したが、制動モードか
ら駆動モードに移行する場合もコンパレータ１６
ｈおよびモノステ１６ｉ等により、上記と同様に
行なわれる。また、上記では誘導電動機について
説明したが、同期電動機についても同様にして適
用することができる。
移行する場合について説明したが、制動モードか
ら駆動モードに移行する場合もコンパレータ１６
ｈおよびモノステ１６ｉ等により、上記と同様に
行なわれる。また、上記では誘導電動機について
説明したが、同期電動機についても同様にして適
用することができる。
この発明によれば、交流機をベクトル制御する
ときに急峻、頻繁なトルク切換わりが発生して
も、その時点を迅速に検出して速度調節器の出力
を零ホールドするようにしたので、比較的簡単に
電動機における過渡時の過電圧を抑制することが
でき、これによつて電動機の絶縁劣化やインバー
タ内転流ダイオードの破損等を防止することが可
能となる利点がもたらされる。
ときに急峻、頻繁なトルク切換わりが発生して
も、その時点を迅速に検出して速度調節器の出力
を零ホールドするようにしたので、比較的簡単に
電動機における過渡時の過電圧を抑制することが
でき、これによつて電動機の絶縁劣化やインバー
タ内転流ダイオードの破損等を防止することが可
能となる利点がもたらされる。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２
図は第１図の制御回路の具体例を示す構成図、第
３図は第１図の動作を説明するためのタイムチヤ
ート、第４図はベクトル制御方式を説明するため
のベクトル図、第５図はベクトル制御方式の従来
例を示す構成図、第６図は電動機の動作モードを
説明するための説明図、第７図は誘導電動機の等
価回路を示す回路図、第８図はトルク切換わり時
の動作を説明するためのタイムチヤート、第９図
は励磁電流と電動機電圧との関係を示すグラフ、
第１０図は一般的な電流形インバータ主回路の構
成を示す構成図である。 符号説明 １…順変換器（整流器）、２…逆変
換器（インバータ）、３…交流電動機、４…速度
検出器（PG）、５…加減速パターン発生器、６…
速度調節器（ASR）、７…固定子電流（１次電
流）演算器、８…電流調節器（ACR）、９…移相
器、１０…電流検出器、１１…割算器、１２…ベ
クトル演算器、１３…角度演算器、１４…角度加
算器、１５…パルス分配器、１６…制御回路、１
６ａ，１６ｅ，１６ｆ…加算器、１６ｂ，１６ｄ
…積分器、１６ｃ…係数器、１６ｇ，１６ｈ…コ
ンパレータ、１６ｉ，１６ｊ…モノステ、１６ｋ
…オアゲート、SW…スイツチ。
図は第１図の制御回路の具体例を示す構成図、第
３図は第１図の動作を説明するためのタイムチヤ
ート、第４図はベクトル制御方式を説明するため
のベクトル図、第５図はベクトル制御方式の従来
例を示す構成図、第６図は電動機の動作モードを
説明するための説明図、第７図は誘導電動機の等
価回路を示す回路図、第８図はトルク切換わり時
の動作を説明するためのタイムチヤート、第９図
は励磁電流と電動機電圧との関係を示すグラフ、
第１０図は一般的な電流形インバータ主回路の構
成を示す構成図である。 符号説明 １…順変換器（整流器）、２…逆変
換器（インバータ）、３…交流電動機、４…速度
検出器（PG）、５…加減速パターン発生器、６…
速度調節器（ASR）、７…固定子電流（１次電
流）演算器、８…電流調節器（ACR）、９…移相
器、１０…電流検出器、１１…割算器、１２…ベ
クトル演算器、１３…角度演算器、１４…角度加
算器、１５…パルス分配器、１６…制御回路、１
６ａ，１６ｅ，１６ｆ…加算器、１６ｂ，１６ｄ
…積分器、１６ｃ…係数器、１６ｇ，１６ｈ…コ
ンパレータ、１６ｉ，１６ｊ…モノステ、１６ｋ
…オアゲート、SW…スイツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 順変換器１および逆変換器２からなる電流形
インバータを介して駆動される交流電動機３を、
その磁束ベクトルに平行な励磁電流成分と、それ
に直交するトルク電流成分に分解して制御する交
流電動機のベクトル制御装置において、 前記制御に用いるトルク指令値iT＊と涙点電動
機回転速度の実際値Ｎと、から負荷トルクTL′を
推定し、推定された該負荷トルクTL′と前記トル
ク指令値iT＊との差をとり、その差が一定限度を
越したとき、そのことから、電動機トルクの極性
が、駆動モードのそれから制動モードのそれへ、
或いはその逆に切り換わる変化点を検出する手段
１６ｇ，１６ｈと、 検出された該変化点から、電動機トルクの極性
の切り換わりが完了するまでに要すると見込まれ
る設定された期間、電動機電流値を電動機に固有
の励磁電流値iMに固定し、その後もとの電動機電
流に戻す手段１６ｉ，１６ｊ，１６ｋ，SWと、
を具備し、電動機トルクの極性の切り換わり期間
に電動機電圧が異常上昇するのを防ぐことを特徴
とする交流電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61140180A JPS631393A (ja) | 1986-06-18 | 1986-06-18 | 交流電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61140180A JPS631393A (ja) | 1986-06-18 | 1986-06-18 | 交流電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS631393A JPS631393A (ja) | 1988-01-06 |
| JPH0542233B2 true JPH0542233B2 (ja) | 1993-06-25 |
Family
ID=15262755
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61140180A Granted JPS631393A (ja) | 1986-06-18 | 1986-06-18 | 交流電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS631393A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3963175B2 (ja) * | 2004-03-19 | 2007-08-22 | 日産自動車株式会社 | 温度検出装置および温度検出用プログラム |
| CN105680734B (zh) * | 2016-03-29 | 2019-01-18 | 无锡市大元广盛电气股份有限公司 | 一种双电机同步驱动方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58107083A (ja) * | 1981-12-18 | 1983-06-25 | Hitachi Ltd | 駆動回生変換電源装置 |
-
1986
- 1986-06-18 JP JP61140180A patent/JPS631393A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58107083A (ja) * | 1981-12-18 | 1983-06-25 | Hitachi Ltd | 駆動回生変換電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS631393A (ja) | 1988-01-06 |
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