JPH0538161A

JPH0538161A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH0538161A
Application number: JP3186251A
Authority: JP
Inventors: Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1991-07-25
Filing date: 1991-07-25
Publication date: 1993-02-12
Anticipated expiration: 2016-05-08
Also published as: JP3163655B2

Abstract

(57)【要約】【目的】インバータ負荷とスイッチング素子を介して交
流電源から入力電流を通電して入力力率を改善する回路
を設けたインバータ装置において、制御される条件に関
係なく、入力電流の休止期間を少なくする。【構成】トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数
を制御することにより、インダクタＬ２とコンデンサＣ
４に分担される電圧を高くする。【効果】入力力率を高くし、入力電流Ｉｉｎの高調波成
分を少なくできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１４は従来のインバータ装置（特願平
２−４０５５５８号）の回路図である。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子
には、トランスＬ３とコンデンサＣ５，Ｃ６よりなるフ
ィルター回路を介して交流電源Ｖｓが接続されている。
全波整流器ＤＢの直流出力端子には、ダイオードＤ３を
介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。平滑コン
デンサＣ１には、トランジスタＱ１，Ｑ２の直列回路が
接続されている。各トランジスタＱ１，Ｑ２には、それ
ぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列接続されている。ダ
イオードＤ３と整流器ＤＢの接続点には、コンデンサＣ
３の一端が接続されており、トランジスタＱ１，Ｑ２の
接続点には、インダクタＬ１の一端が接続されている。
コンデンサＣ３の他端とインダクタＬ１の他端の間に
は、放電灯Ｌａのフィラメントの電源側端子が接続され
ている。放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端子間に
は、コンデンサＣ２が並列接続されている。また、ダイ
オードＤ３の両端には、インダクタＬ２とコンデンサＣ
４の直列回路が並列接続されている。

【０００３】以下、上記回路の動作について説明する。
まず、インバータの動作について説明する。インバータ
は、トランジスタＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２、
インダクタＬ１、コンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯Ｌａ
で構成されている。トランジスタＱ１，Ｑ２が高速度で
交互にオン・オフし、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を
高周波に変換して、放電灯Ｌａを高周波点灯させる。コ
ンデンサＣ２は放電灯Ｌａのフィラメントの予熱電流通
電経路を構成しており、また、インダクタＬ１との共振
用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ３は直流成分
カット用の結合コンデンサである。

【０００４】上記回路において、トランジスタＱ２がオ
ンすると、コンデンサＣ１から、コンデンサＣ４、イン
ダクタＬ２、コンデンサＣ３、放電灯Ｌａとコンデンサ
Ｃ２、インダクタＬ１、トランジスタＱ２を経て、コン
デンサＣ１に戻る経路で電流が流れる。このとき、各素
子に現れる電圧には、Ｖ１≒Ｖ４＋Ｖ５＋Ｖ３＋Ｖ２＋
Ｖ６の関係がある。全波整流器ＤＢの出力端に接続され
るのは、コンデンサＣ３と、放電灯Ｌａ及びコンデンサ
Ｃ２、並びにインダクタＬ１の直列回路であるから、｜
Ｖｉｎ｜＞Ｖ３＋Ｖ２＋Ｖ６≒Ｖ１−Ｖ４−Ｖ５が成立
するとき、全波整流器ＤＢから、コンデンサＣ３、放電
灯ＬａとコンデンサＣ２、インダクタＬ１、トランジス
タＱ２を経て、全波整流器ＤＢに戻る経路で電流が流れ
ることになる。

【０００５】つまり、全波整流器ＤＢの出力端とコンデ
ンサＣ１の間に挿入したインダクタＬ２とコンデンサＣ
４の直列回路が、全波整流器ＤＢの整流出力電圧とコン
デンサＣ１の電圧Ｖ１との差の電圧を分担することにな
り、入力電圧｜Ｖｉｎ｜がコンデンサＣ１の電圧Ｖ１よ
りも低くても、入力電流Ｉｉｎが流れる。したがって、
入力力率が高くなる。また、コンデンサＣ５，Ｃ６とト
ランスＬ３を含むフィルター回路により高周波成分を除
去した入力電流波形は、高調波成分の少ない正弦波に近
い波形とすることができる。また、この回路では、トラ
ンジスタＱ２のオン時には、整流器ＤＢから直接的に負
荷に電流を流しているので、回路の総合効率が高くな
り、比較的小型で小容量のインバータ装置には適した回
路方式であった。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、入
力電圧Ｖｉｎが負荷電圧に比べてかなり高い場合や、負
荷の抵抗値が極端に小さい場合（軽負荷時）や、インバ
ータの共振状態が弱い場合などのように、或る条件の下
では、インダクタＬ２とコンデンサＣ４の直列回路に発
生する電圧が小さくなり、全波整流器ＤＢの整流出力電
圧とコンデンサＣ１の電圧Ｖ１の差の電圧を分担する能
力が低下し、入力電流の波形に、図１５に示すように休
止期間Ｔが生じる。このため、回路構成は簡単で高効率
のインバータであるが、上述のような或る条件の下で
は、入力力率の改善や、入力電流高調波の低減には限界
があり、さらに改善の余地があった。また、このことか
ら、出力制御を行うと、上記の条件に該当する場合があ
り、入力力率を高く、入力電流の高調波成分を低く維持
しつつ、出力制御を行うことが困難であった。

【０００７】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、インバータ負荷及
びスイッチング素子を介して交流電源から入力電流を通
電して入力力率を改善する回路を設けたインバータ装置
において、制御される条件に関係なく、入力電流の休止
期間を少なくすると共に、入力電流の高調波成分を低減
させることにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
Ｖｓを全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢ
の直流出力端子にダイオードＤ３を介して接続される平
滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１の両端に直列
的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２の
トランジスタＱ１，Ｑ２と、第１及び第２のトランジス
タＱ１，Ｑ２の逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２とを備え、
全波整流器ＤＢの直流出力端子とダイオードＤ３の接続
点と第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と
の間にインバータ負荷（コンデンサＣ２，Ｃ３と負荷Ｆ
及びインダクタＬ１）を接続されたインバータ装置にお
いて、前記ダイオードＤ３の両端にインピーダンス要素
（インダクタＬ２とコンデンサＣ４の直列回路）を接続
し、第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２の動作周波
数を制御して交流電源Ｖｓからの入力電流Ｉｉｎの休止
期間を短縮するための制御手段を備えることを特徴とす
るものである。

【０００９】

【作用】以下、本発明の作用を図１に基づいて説明す
る。図１の回路は、図１４に示した従来例の回路と実質
的には同じであり、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチ
ング周波数を制御するための周波数制御回路Ｋ２を付加
した点と、負荷Ｆを放電灯Ｌａに限定していない点が異
なるのみである。図に示すように、平滑コンデンサＣ１
の電圧をＶ１、負荷Ｆの両端に接続された共振コンデン
サＣ２の電圧をＶ２、直流成分カット用のコンデンサＣ
３の電圧をＶ３、コンデンサＣ４の電圧をＶ４、インダ
クタＬ２の電圧をＶ５、インダクタＬ１の電圧をＶ６と
する。また、交流電源Ｖｓからの入力電圧をＶｉｎ、入
力電流をＩｉｎとし、全波整流器ＤＢの出力電流をＩｄ
とする。

【００１０】従来例で述べたように、コンデンサＣ４と
インダクタＬ２に発生する電圧によって、Ｖｉｎ≒０Ｖ
付近でも、トランジスタＱ２がオンしたときに入力電流
Ｉｉｎが流れる。コンデンサＣ２，Ｃ３と負荷Ｆ及びイ
ンダクタＬ１よりなるインバータ負荷に発生する電圧Ｖ
３＋Ｖ２＋Ｖ６は、ほぼＶ１−Ｖ４−Ｖ５に等しく、入
力電圧Ｖｉｎがそれより高くなると、整流器ＤＢから、
コンデンサＣ３、負荷ＦとコンデンサＣ２、インダクタ
Ｌ１、トランジスタＱ２を経て、整流器ＤＢに戻る経路
で電流Ｉｄが流れる。また、入力電圧Ｖｉｎがピーク付
近のときには、上記の経路以外に、整流器ＤＢから、ダ
イオードＤ３、コンデンサＣ１を経て、整流器ＤＢに戻
る経路でも電流が流れて、この電流によりコンデンサＣ
１が充電される。

【００１１】以上の分析から明らかなように、入力電流
Ｉｉｎの休止期間を減らすには、Ｖ＝Ｖ３＋Ｖ２＋Ｖ６
≒Ｖ１−Ｖ４−Ｖ５の値をトランジスタＱ２がオンした
ときに低くするように制御しなければならない。今、平
滑用のコンデンサＣ１はインバータの電源として使用し
ているので、大容量の電解コンデンサである。したがっ
て、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１はほぼ一定となる。ま
た、トランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃ
ｅと電圧Ｖ４及び電圧Ｖ（＝Ｖ３＋Ｖ２＋Ｖ６）の関係
は図２のとおりである。入力電流Ｉｉｎの休止期間を短
くするためには、電圧Ｖ（＝Ｖ３＋Ｖ２＋Ｖ６）の下側
の包絡線を出来る限り低くする必要がある。これは、電
圧Ｖ４及びＶ５の振幅を大きくすることに相当し、それ
を実現するには、コンデンサＣ４とインダクタＬ２を含
む共振系の共振周波数の近くにスイッチング周波数を設
定すれば良い。

【００１２】

【実施例】図１は本発明の第１の実施例の回路図であ
る。本回路は、図１４に示した従来例の回路において、
トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を制御す
るための周波数制御回路Ｋ２を付加したものである。従
来例で述べたような条件にあり、コンデンサＣ４とイン
ダクタＬ２の電圧の振幅が小さいと、図３に示すよう
に、Ｖｉｎ≒０Ｖ付近の期間Ｔで、｜Ｖｉｎ｜＜Ｖとな
るため、入力電流に休止が生じる。ここで、周波数制御
回路Ｋ２によりスイッチング周波数を変化させて、共振
周波数に近づけると、コンデンサＣ４とインダクタＬ２
の電圧の振幅が大きくなり、電圧Ｖ（＝Ｖ３＋Ｖ２＋Ｖ
６）の下側の包絡線は下にシフトする。このため、図４
に示すように、Ｖｉｎ≒０Ｖ付近でも｜Ｖｉｎ｜＞Ｖと
なる期間が存在する。したがって、入力電流の休止が無
くなり、入力電流波形は正弦波に近い波形となる。故
に、従来例に比べて入力力率が高く、入力電流の高調波
成分が少なくなる。

【００１３】上述の制御を実際に行うためには、｜Ｖｉ
ｎ｜とＶを検出しておく必要がある。例えば、図５の回
路図に示すように、端子ｄに接続された検出回路Ｊ１に
よりＶ（＝Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ６）を検出し、端子ｅに接続
された検出回路Ｊ２により｜Ｖｉｎ｜を検出し、それら
を比較して、スイッチング周波数を変える必要があるか
どうかを周波数制御回路Ｋ２で判断しなければならな
い。しかしながら、本発明は｜Ｖｉｎ｜やＶの検出手段
を特定するものではなく、本発明の要点は、コンデンサ
Ｃ４とインダクタＬ２の電圧振幅を制御して、入力電流
の休止を無くすということにある。

【００１４】図６は本発明の第２の実施例の回路図であ
る。本実施例においては、スイッチング素子としてＭＯ
ＳＦＥＴを使用している。ダイオードＤ１，Ｄ２は、Ｍ
ＯＳＦＥＴ内の寄生ダイオードによって代用できるの
で、省略可能である。なお、スイッチング素子は、バイ
ポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴに限られるものでは
なく、静電誘導サイリスタであっても良いし、その他の
半導体素子であっても良い。

【００１５】本回路では、図１の実施例において、コン
デンサＣ４とインダクタＬ２の直列回路に代えて、コン
デンサＣ４のみを接続している。入力電流Ｉｉｎに休止
が生じる原因は同じであり、コンデンサＣ４の電圧の振
幅が大きくなるように制御することで、入力電流Ｉｉｎ
の休止を無くすことができる。そのために、周波数制御
回路Ｋ２を付加し、図１の実施例で述べたのと同様の制
御を行うことにより、入力電流Ｉｉｎの休止は無くな
り、入力力率を高くし、入力電流の高調波成分を少なく
できる。

【００１６】図７は本発明の第３の実施例の回路図であ
る。本回路では、図１の実施例において、コンデンサＣ
４とインダクタＬ２の直列回路に代えて、インダクタＬ
２のみを接続している。この場合、インピーダンス要素
がインダクタＬ２であることから、電圧の発生の仕方が
違っているが、トランジスタＱ２がオンしたとき、全波
整流器ＤＢの出力電圧とコンデンサＣ１の電圧Ｖ１の差
をインダクタＬ２が分担し、入力電圧Ｖｉｎがコンデン
サＣ１の電圧Ｖ１より低くても、入力電流Ｉｉｎが流れ
て、入力力率と入力電流高調波の改善ができる。このこ
とから、インダクタＬ２とコンデンサＣ４の違いはある
が、作用的には上記各実施例と同じである。なお、イン
ピーダンス要素がインダクタＬ２のみである場合には、
ダイオードＤ３は必須ではなく、省略可能である。

【００１７】本実施例でも、周波数制御回路Ｋ２を付加
し、スイッチング周波数を共振周波数に近づけるように
制御することにより、インダクタＬ２の電圧Ｖ５の振幅
が大きくなるように制御し、入力電流Ｉｉｎの休止を無
くすことができる。さらに、図７の回路構成のとき、イ
ンダクタＬ１とＬ２のインダクタンス値をＬ２＞Ｌ１と
なるように設計すると、インダクタＬ２での発生電圧が
大きくなるので、整流器ＤＢの出力電圧とコンデンサＣ
１の電圧Ｖ１の差を分担する働きが大きくなる。したが
って、入力電流Ｉｉｎの休止期間は短くなる。これを利
用した実施例回路を次に示す。

【００１８】図８は本発明の第４実施例の回路図であ
る。本回路では、図７の回路におけるインダクタＬ２の
インダクタンス値を可変としたものである。これによ
り、入力電流の休止期間が大きくなったときには、イン
ダクタＬ２のインダクタンス値を大きくするように制御
することにより、入力電流の休止期間を短くすることが
できる。この回路では、インダクタＬ２のインダクタン
ス値を可変とすることによって入力電流の休止を減らす
ので、周波数制御回路Ｋ２による周波数の変化幅は小さ
くできる。

【００１９】また、一般にインバータ装置において周波
数を変えると、出力が変化するが、インダクタＬ２のイ
ンダクタンス値をうまく調整すれば、出力を一定に保つ
ことも可能になる。例えば、スイッチング周波数が回路
の共振周波数よりも高い領域でインバータを動作させて
いるときに、出力を絞るには、スイッチング周波数を高
くすれば良い。ところが、スイッチング周波数を高くす
ると、回路の共振周波数から遠ざかることになり、した
がって、インダクタＬ２での発生電圧が低下する。そう
すると、従来例で述べたように、入力電流に休止が生じ
ることになる。そこで、入力電流の休止を短くしようと
すると、スイッチング周波数を回路の共振周波数に近づ
けなければならないので、スイッチング周波数を低くす
ることになる。これでは、出力を絞れないことになる。
このような場合に、本回路では、インダクタＬ２のイン
ダクタンス値を大きくすると、入力電流の休止期間が短
くなる。同時に、インダクタＬ２はインバータの限流要
素としても作用するので、出力は絞られることになる。
このように、インダクタＬ２のインダクタンス値を可変
制御すれば、入力電流の休止期間を少なく保ったまま、
出力制御が行える。スイッチングの周波数を変化させる
必要があっても、その変化幅は小さくなるので、制御が
容易である。また、入力力率や入力電流高調波の改善効
果が得られるのは上記各実施例と同様である。

【００２０】図９乃至図１２はインダクタＬ２のインダ
クタンス値を可変とする回路例を示している。図９の回
路例では可飽和リアクトルを用いており、そのインダク
タンス値は、制御巻線Ｔｃに印加される制御電圧Ｖｃに
よって決定される。図１０の回路例では、インダクタＬ
２１とインダクタＬ２２の直列回路でインダクタＬ２を
構成し、インダクタＬ２２の両端に双方向性スイッチＳ
Ｗを並列接続しており、そのインダクタンス値はスイッ
チＳＷのオン時に小さく、オフ時に大きくなる。図１１
の回路例では、インダクタＬ２１とインダクタＬ２２の
並列回路でインダクタＬ２を構成し、インダクタＬ２２
に直列に双方向性スイッチＳＷを接続しており、そのイ
ンダクタンス値はスイッチＳＷのオン時に小さく、オフ
時に大きくなる。図１２の回路例では、インダクタＬ２
に中間タップを設けて、この中間タップまでの巻線を双
方向性スイッチＳＷで短絡可能としたものであり、その
インダクタンス値はスイッチＳＷのオン時に小さく、オ
フ時に大きくなる。なお、図１０乃至図１２の各回路例
では、インダクタＬ２のインダクタンス値は２段階にし
か可変制御できないが、さらに多段階の可変制御が必要
であれば、直列接続あるいは並列接続されるインダクタ
の個数を増やすか、あるいはタップ数を増やせば良い。

【００２１】図１３は本発明の第５の実施例の回路図で
ある。本回路では、図７の回路において、インダクタＬ
２をトランジスタＱ１，Ｑ２の直列回路と平滑コンデン
サＣ１の間に配置したものである。この回路では、トラ
ンジスタＱ２がオンしたとき、コンデンサＣ１からイン
ダクタＬ２、コンデンサＣ３、負荷ＦとコンデンサＣ
２、インダクタＬ１、トランジスタＱ２、コンデンサＣ
１の経路で電流が流れ、各素子の電圧関係は、Ｖ１≒Ｖ
５＋Ｖ３＋Ｖ２＋Ｖ６となる。また、このときの全波整
流器ＤＢの直流出力端子間の電圧は、Ｖ＝Ｖ３＋Ｖ２＋
Ｖ６≒Ｖ１−Ｖ５となり、入力電圧｜Ｖｉｎ｜がコンデ
ンサＣ１の電圧Ｖ１よりもインダクタＬ２の電圧Ｖ５の
分だけ低くても入力電流が流れる。この全波整流器ＤＢ
の出力電圧とコンデンサＣ１の電圧Ｖ１の差をインダク
タＬ２が分担するという働きは図７の実施例で述べたの
と同様である。したがって、制御方法も同様であり、入
力電流の休止を減らすには、スイッチング周波数を回路
の共振周波数に近づけて、インダクタＬ２に大きな電圧
Ｖ５を発生させる。そうすると、インダクタＬ２に分担
される全波整流器ＤＢの出力電圧とコンデンサＣ１の電
圧Ｖ１との電圧差も大きくなり、入力電圧｜Ｖｉｎ｜が
低い期間でも入力電流が流れるようになるので、入力力
率を高くすることができ、また、入力電流の高調波成分
を少なくすることができる。なお、本実施例において
も、インダクタＬ２のインダクタンス値をインダクタＬ
１よりも大きく設定したり、あるいは、インダクタＬ２
のインダクタンス値を可変とすることが好ましいことは
上記の実施例と同様である。

【００２２】以上に述べた例では、整流器ＤＢの出力端
に接続された素子の電圧よりも入力電圧｜Ｖｉｎ｜の方
が高ければ、入力電流Ｉｉｎが流れるという点に着目
し、インダクタＬ２やコンデンサＣ４の電圧振幅を制御
するというものであった。しかしながら、実際には、実
施例の説明で述べたような電圧関係を満足しさえすれ
ば、入力電流の休止は必ず無くなるので、その電圧関係
を実現する手段は周波数制御に限られるものではなく、
例えば、以下に示すような方法も採用できる。

【００２３】（ａ）インバータ要素やインピーダンス要
素のインピーダンス値を変化させることにより、共振系
の発振状態を変化させて、結果として、共振状態に近づ
くように制御する方法。このように各要素のインピーダ
ンス値を変化させれば、実施例で述べたような電圧関係
を満足させることが可能である。

【００２４】（ｂ）負荷を重くする方法。つまり、負荷
のインピーダンス値を変化させることにより、共振系の
発振状態を変化させて、結果として、共振状態に近づく
ように制御する方法。このように負荷のインピーダンス
値を変化させれば、実施例で述べたような電圧関係を満
足させることが可能である。

【００２５】なお、上記の（ａ），（ｂ）の制御を行う
ための具体的な回路例については特に図示しないが、例
えば、インピーダンス素子を両方向性スイッチにより入
切する手段などを用いれば、容易に実現できることは明
らかである。

【００２６】

【発明の効果】本発明では、交流電源を全波整流する全
波整流器と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを
介して接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの
両端あるいは全波整流器の直流出力端子間に直列的に接
続されて交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッ
チング素子と、第１及び第２のスイッチング素子の逆並
列ダイオードとを備え、全波整流器の直流出力端子とダ
イオードの接続点と第１及び第２のスイッチング素子の
接続点との間にインバータ負荷を接続されたインバータ
装置において、前記ダイオードの両端にインピーダンス
要素を接続し、第１及び第２のスイッチング素子の動作
周波数を制御して交流電源からの入力電流の休止期間を
短縮するための制御手段を備えるものであるから、全波
整流器の出力電圧が低い期間でも前記インピーダンス要
素の電圧振幅を増大させるように周波数制御を行うこと
により、平滑コンデンサの充電電圧と全波整流器の出力
電圧との電圧差を前記インピーダンス要素に分担させる
ことができ、したがって、入力電流の休止期間を少なく
して、入力力率を高くし、入力電流の高調波成分を少な
くすることができるという効果がある。

【００２７】また、インピーダンス要素のインダクタン
ス値をインバータ負荷のインダクタンス値よりも大きく
設定すれば、インピーダンス要素の電圧振幅が大きくな
るので、全波整流器の出力電圧と平滑コンデンサの電圧
との差をインピーダンス要素により分担する効果が大き
くなるという利点がある。

【００２８】さらに、インピーダンス要素のインダクタ
ンス値を可変とすれば、周波数制御によりインバータの
出力を変化させても、インピーダンス要素の電圧振幅を
入力電流の休止が生じないように制御することができ、
入力力率が低下したり、入力電流の高調波成分が増大す
ることを防止できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の回路図である。

【図２】本発明の第１の実施例の動作説明のための波形
図である。

【図３】本発明の第１の実施例の周波数制御前の動作を
示す波形図である。

【図４】本発明の第１の実施例の周波数制御後の動作を
示す波形図である。

【図５】本発明の第１の実施例に検出回路を付加した回
路図である。

【図６】本発明の第２の実施例の回路図である。

【図７】本発明の第３の実施例の回路図である。

【図８】本発明の第４の実施例の回路図である。

【図９】本発明の第４の実施例に用いるインダクタを例
示する回路図である。

【図１０】本発明の第４の実施例に用いるインダクタを
例示する回路図である。

【図１１】本発明の第４の実施例に用いるインダクタを
例示する回路図である。

【図１２】本発明の第４の実施例に用いるインダクタを
例示する回路図である。

【図１３】本発明の第５の実施例の回路図である。

【図１４】従来例の回路図である。

【図１５】従来例の動作を示す波形図である。

【符号の説明】

Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ダイオードＣ１，Ｃ２，Ｃ３コンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６コンデンサＱ１，Ｑ２トランジスタＬ１，Ｌ２インダクタＬ３トランスＶｓ交流電源ＤＢ全波整流器Ｆ負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードとを備え、全波整流器の直流出力
端子とダイオードの接続点と第１及び第２のスイッチン
グ素子の接続点との間にインバータ負荷を接続されたイ
ンバータ装置において、前記ダイオードの両端にインピ
ーダンス要素を接続し、第１及び第２のスイッチング素
子の動作周波数を制御して交流電源からの入力電流の休
止期間を短縮するための制御手段を備えることを特徴と
するインバータ装置。
【請求項２】交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、全波整流器の直流出力端子
間に直列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及
び第２のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチ
ング素子の逆並列ダイオードとを備え、全波整流器の直
流出力端子とダイオードの接続点と第１及び第２のスイ
ッチング素子の接続点との間にインバータ負荷を接続さ
れたインバータ装置において、前記ダイオードの両端に
インピーダンス要素を接続し、第１及び第２のスイッチ
ング素子の動作周波数を制御して交流電源からの入力電
流の休止期間を短縮するための制御手段を備えることを
特徴とするインバータ装置。
【請求項３】インピーダンス要素はコンデンサとイ
ンダクタの直列回路であることを特徴とする請求項１又
は請求項２記載のインバータ装置。
【請求項４】インバータ負荷のインダクタンス値よ
りもインピーダンス要素のインダクタンス値を大きく設
定したことを特徴とする請求項３記載のインバータ装
置。
【請求項５】インピーダンス要素又はインバータ負
荷のインピーダンス値を変化させて共振作用を強めるよ
うに制御する手段を備えることを特徴とする請求項１乃
至４のいずれかに記載のインバータ装置。