JPH0538162A

JPH0538162A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH0538162A
Application number: JP3186252A
Authority: JP
Inventors: Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1991-07-25
Filing date: 1991-07-25
Publication date: 1993-02-12
Anticipated expiration: 2016-05-08
Also published as: JP3163656B2

Abstract

(57)【要約】【目的】インピーダンス要素とインバータ要素及びスイ
ッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電して
入力力率を改善する回路を設けたインバータ装置におい
て、制御される条件に関係なく、入力電流の不連続を無
くすと共に、入力電流の高調波成分を低減させる。【構成】全波整流器ＤＢの整流出力電圧に重畳する方向
のインピーダンス要素の電圧Ｖ４を抑制する手段を設け
た。【効果】入力電流の不連続を無くして、入力電流の高調
波成分を少なくできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１８は従来のインバータ装置（特願平
２−３２７３２４号）の回路図である。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子
には、交流電源Ｖｓが接続されている。全波整流器ＤＢ
の直流出力端子には、ダイオードＤ３を介して平滑コン
デンサＣ１が接続されている。平滑コンデンサＣ１に
は、トランジスタＱ１，Ｑ２の直列回路が接続されてい
る。各トランジスタＱ１，Ｑ２には、それぞれダイオー
ドＤ１，Ｄ２が逆並列接続されている。トランジスタＱ
２の両端には、インダクタＬ１とコンデンサＣ３を介し
て放電灯Ｌａのフィラメントの電源側端子が接続されて
いる。放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端子間に
は、コンデンサＣ２が並列接続されている。全波整流器
ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ２とコンデンサ
Ｃ４、インダクタＬ１及びトランジスタＱ２の直列回路
が接続されている。

【０００３】以下、上記回路の動作について説明する。
まず、インバータの動作について説明する。インバータ
は、トランジスタＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２、
インダクタＬ１、コンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯Ｌａ
で構成されている。トランジスタＱ１，Ｑ２が高速度で
交互にオン・オフし、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を
高周波に変換して、放電灯Ｌａを高周波点灯させる。コ
ンデンサＣ２は放電灯Ｌａのフィラメントの予熱電流通
電経路を構成しており、また、インダクタＬ１との共振
用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ３は直流成分
カット用の結合コンデンサである。

【０００４】本回路の特徴は、インバータの振動要素で
あるインダクタＬ１とスイッチング用のトランジスタＱ
２の直列回路を、インダクタＬ２とコンデンサＣ４の直
列回路を介して全波整流器ＤＢの直流出力端子に接続し
たことである。このため、トランジスタＱ２がオンする
と、整流器ＤＢ、インダクタＬ２、コンデンサＣ４、イ
ンダクタＬ１、トランジスタＱ２の経路で入力電流が流
れる。インダクタＬ２、コンデンサＣ４、インダクタＬ
１は振動系を構成しており、いずれ電流の向きは反転す
る。反転した電流は、コンデンサＣ４、インダクタＬ
２、ダイオードＤ３、トランジスタＱ１、インダクタＬ
１を通る第１の経路、又は、コンデンサＣ４、インダク
タＬ２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ１、コンデンサ
Ｃ３、放電灯Ｌａ、コンデンサＣ４を通る第２の経路を
流れ、コンデンサＣ４の電荷を放出する。第１又は第２
のいずれの経路を通るかは、インダクタＬ２、コンデン
サＣ４、インダクタＬ１の共振周波数とスイッチング周
波数によって決まる。

【０００５】以上の過程は交流電源Ｖｓの商用周期の全
区間にわたって繰り返されるので、入力電流が常に流れ
ることになる。したがって、入力力率が高くなる。ま
た、適当なフィルター回路を入力側に付加し、高周波成
分を除去した入力電流波形は、高調波成分の少ない正弦
波に近い波形とすることができる。また、本回路におい
て、インバータの振動要素であるインダクタＬ１は、入
力力率改善回路とインバータの両方から共用されてい
る。したがって、インダクタＬ１にはＤＣ−ＤＣ変換、
ＤＣ−ＡＣ変換という２つの変換過程を通らず、整流器
ＤＢからの電流の一部が直接的に流れるので、回路の総
合効率が高くなり、比較的小型で小容量のインバータ装
置には適した回路方式であった。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述の従来
例においては、或る条件の下で、入力電流に不連続点が
生じることが分かった。図１９は交流電源Ｖｓと整流器
ＤＢの間に適当なフィルター回路を挿入した場合につい
て、各部の波形を示している。図中、Ｖ４はコンデンサ
Ｃ４の電圧、Ｉｄは全波整流器ＤＢの出力電流である。
この波形図に示すように、入力電流Ｉｉｎは、入力電圧
Ｖｉｎが０Ｖのときに０とならず、この点で不連続とな
る。このように、入力電流Ｉｉｎが不連続になると、入
力電流の高調波成分が大きくなるという問題がある。

【０００７】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、インバータの振動
要素及びスイッチング素子を介して交流電源から入力電
流を通電して入力力率を改善する回路を設けたインバー
タ装置において、制御される条件に関係なく、入力電流
の不連続を無くすと共に、入力電流の高調波成分を低減
させることにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
Ｖｓを全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢ
の直流出力端子にダイオードＤ３を介して接続される平
滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１の両端に直列
的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２の
トランジスタＱ１，Ｑ２と、第１及び第２のトランジス
タＱ１，Ｑ２の逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２と、全波整
流器ＤＢの直流出力端子とダイオードＤ３の接続点に一
端を接続されたインピーダンス要素（インダクタＬ２と
コンデンサＣ４の直列回路）と、第１及び第２のトラン
ジスタＱ１，Ｑ２の接続点と前記インピーダンス要素の
他端との間に接続された第１のインバータ要素（インダ
クタＬ１）と、全波整流器ＤＢの直流出力端子と平滑コ
ンデンサＣ１の接続点と前記インピーダンス要素の他端
との間に接続された第２のインバータ要素（負荷Ｆとコ
ンデンサＣ２，Ｃ３）とを備えるインバータ装置におい
て、前記全波整流器ＤＢの整流出力電圧に重畳する方向
の前記インピーダンス要素の電圧Ｖ４を抑制する手段を
設けたことを特徴とするものである。

【０００９】

【作用】以下、本発明の作用を図１に基づいて説明す
る。図１の回路は、図１８に示した従来例の回路と実質
的には同じであり、交流電源Ｖｓと全波整流器ＤＢの間
に、コンデンサＣ５，Ｃ６とトランスＬ３よりなるフィ
ルター回路を挿入した点と、負荷Ｆを放電灯Ｌａに限定
していない点が異なるのみである。図に示すように、平
滑コンデンサＣ１の電圧をＶ１、インピーダンス要素に
含まれるコンデンサＣ４の電圧をＶ４とする。また、交
流電源Ｖｓからの入力電圧をＶｉｎ、入力電流をＩｉｎ
とし、全波整流器ＤＢの出力電流をＩｄとする。

【００１０】本発明者の研究によれば、入力電流に不連
続を生じる原因はコンデンサＣ４に発生する電圧が電源
電圧に重畳するためである。トランジスタＱ２がオンの
とき、整流器ＤＢから、インダクタＬ２、コンデンサＣ
４、インダクタＬ１、トランジスタＱ２を経て、整流器
ＤＢに戻る経路で電流が流れる。トランジスタＱ２がオ
フすると、残留エネルギーにより暫くは整流器ＤＢか
ら、インダクタＬ２、コンデンサＣ４、インダクタＬ
１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１を経て、整流器Ｄ
Ｂに戻る経路で電流が流れて、インダクタＬ２とコンデ
ンサＣ４に流れる電流の向きは同じである。

【００１１】次に、トランジスタＱ１がオンすると、コ
ンデンサＣ４から、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、
トランジスタＱ１、インダクタＬ１を経て、コンデンサ
Ｃ４に戻る経路で、電流が流れる。このとき、コンデン
サＣ４とインダクタＬ２，Ｌ１は共振系を形成してい
る。トランジスタＱ１がオフすると、残留エネルギーに
より暫くはインダクタＬ１、コンデンサＣ４、インダク
タＬ２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ１、ダイオード
Ｄ２を経て、インダクタＬ１に戻る経路で電流が流れ
る。このとき、コンデンサＣ４は、図中の矢印で示した
電圧Ｖ４の向きに充電され、次にトランジスタＱ２がオ
ンして、入力電流を流すときに、この電圧Ｖ４が電源電
圧に重畳することになる。特に、入力電圧が低いとき
に、この作用が顕著となり、図１９に示したような入力
電流Ｉｉｎの不連続となって現れる。そこで、本発明で
は、図１の破線で囲まれたコンデンサＣ４の電圧Ｖ４、
特に電源電圧に重畳する向きに生じる電圧を抑制する手
段を設けることで、入力電流の不連続という不都合を解
消したものである。

【００１２】以上は、交流電源Ｖｓからの入力電流につ
いての説明であり、インバータとしては、トランジスタ
Ｑ１がオンのとき、コンデンサＣ１から、トランジスタ
Ｑ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ３、負荷Ｆとコン
デンサＣ２を経てコンデンサＣ１に戻る経路で電流が流
れ、また、トランジスタＱ２がオンのときには、コンデ
ンサＣ３から、インダクタＬ１、トランジスタＱ２、負
荷ＦとコンデンサＣ２を経てコンデンサＣ３に戻る経路
で電流が流れる。そして、トランジスタＱ１とＱ２が交
互にオン・オフすることにより、負荷Ｆに高周波電流が
供給されるものである。

【００１３】

【実施例】図２は本発明の第１の実施例の回路図であ
る。本回路は、図１に示す本発明の基本構成において、
コンデンサＣ４の両端にダイオードＤ４を図示された極
性で並列接続したものである。このダイオードＤ４が存
在することにより、コンデンサＣ４が図中の矢印で示し
た電圧Ｖ４の正の向きに充電されるべきところを、その
充電電流がダイオードＤ４を介してバイパスされること
になり、コンデンサＣ４は上記の向きには充電されな
い。したがって、トランジスタＱ２がオンしたとき、整
流器ＤＢの整流出力電圧にコンデンサＣ４の電圧Ｖ４が
重畳されることはなく、図１９に示したような入力電流
Ｉｉｎの不連続は無くなる。

【００１４】図３は本実施例の各部の波形図である。こ
のように、入力電流Ｉｉｎの不連続が無くなり、入力電
流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉｎに略比例した相似形となり、
入力電流の高調波成分が少なくなる。また、入力力率が
高いことは言うまでもない。

【００１５】図４は本発明の第２の実施例の回路図であ
る。本実施例では、コンデンサＣ４の電圧を抑制する手
段として、コンデンサＣ４に直列にダイオードＤ４とス
イッチ手段ＳＷを設けたものである。交流電源Ｖｓから
入力電流が流れるときには、ダイオードＤ４を介して通
電し、電流が反転して、コンデンサＣ４を図中の矢印Ｖ
４の正の向きに充電する方向となったときには、制御回
路Ｋによりスイッチ手段ＳＷをオフ制御する。したがっ
て、コンデンサＣ４には電源に重畳する向きの電圧Ｖ４
は充電されず、入力電流の不連続は無くなり、入力電流
の高調波成分が少なくなる。

【００１６】図４に示した実施例の一変形例を図５に示
す。この回路は、図４に示した実施例において、各素子
の接続を上下入れ換えたものであり、動作的には図４に
示した実施例と全く同じである。この場合には、トラン
ジスタＱ１がオンしたときに、整流器ＤＢからトランジ
スタＱ１、インダクタＬ１、インダクタＬ２、コンデン
サＣ４、ダイオードＤ４を経て、整流器ＤＢに戻る経路
で入力電流が流れる。トランジスタＱ１がオフした後
は、適切なタイミングで制御回路Ｋによりスイッチ手段
ＳＷをオフ制御すれば良い。これにより入力電流の不連
続が無くなり、入力電流の高調波成分が少なくなる効果
については、図４に示した実施例と同様である。なお、
以上の説明から明らかなように、スイッチ手段ＳＷが双
方向性スイッチであれば、必ずしもダイオードＤ４は必
要ではない。

【００１７】図６は本発明の第３の実施例の回路図であ
る。本実施例では、コンデンサＣ４の電圧Ｖ４を抑制す
る手段として、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング
周波数を変える周波数制御回路Ｋｆを設けたものであ
る。図１に示した回路の作用説明で述べたように、トラ
ンジスタＱ１がオフした後、インダクタＬ１，Ｌ２とコ
ンデンサＣ４は共振系を形成している。そこで、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変えることに
より、共振系の共振状態を制御し、コンデンサＣ４の電
圧Ｖ４を抑えることが可能である。実際には、共振系の
固有共振周波数よりもスイッチング周波数を遠ざけれ
ば、共振作用が弱まるので、コンデンサＣ４の電圧Ｖ４
も抑えられる。例えば、スイッチング周波数を共振系の
固有共振周波数よりもかなり高く設定すれば、コンデン
サＣ４の電圧Ｖ４は小さくできる。これにより、入力電
流の不連続が無くなり、入力電流の高調波成分が少なく
なることについては、上述の通りである。

【００１８】図７は本発明の第４の実施例の回路図であ
る。本実施例では、コンデンサＣ４の電圧Ｖ４を抑制す
る手段として、コンデンサＣ４と並列にコンデンサＣ５
とスイッチ手段ＳＷの直列回路を接続したものである。
トランジスタＱ２がオンして、入力電流が流れるタイミ
ングでは、制御回路Ｋによりスイッチ手段ＳＷをオフ制
御して、コンデンサＣ４のみを介して入力電流が流れる
ようにする。次に、トランジスタＱ１がオンして、電流
が反転したら、制御回路Ｋによりスイッチ手段ＳＷをオ
ン制御して、等価的にコンデンサＣ４の容量を大きくす
る。このようにすれば、コンデンサＣ４に充電される電
圧Ｖ４は低くなるので、電源電圧に重畳される作用は緩
和される。したがって、入力電流の不連続の問題が改善
される。なお、コンデンサＣ５に直列に小さなインダク
タンスを挿入すれば、スイッチ手段ＳＷのオン時のノイ
ズが低減されるので好都合である。

【００１９】図８は本発明の第５の実施例の回路図であ
る。本実施例は図２に示した第１の実施例の応用例であ
り、図２の回路からインダクタＬ２を除去した構成を有
している。この場合にも、図１８に示した従来例と同様
の問題が生じるものであるが、本実施例では、コンデン
サＣ４に並列にダイオードＤ４を図示された極性で接続
して、電圧Ｖ４の上昇を抑えることにより、従来例の問
題点を解決している。なお、このようなインダクタＬ２
を省略した構成において、コンデンサＣ４の電圧Ｖ４を
抑制する手段として、上述の第２、第３、第４の各実施
例で示した手段を用いても良いことは言うまでもない。

【００２０】図９は本発明の第６の実施例の回路図であ
る。本実施例も図２に示した第１の実施例のさらに他の
応用例であり、上述の図８に示した回路において、直流
成分カット用のコンデンサＣ３の接続箇所を変更した構
成を有している。この構成においても、トランジスタＱ
１がオンしたときに、インダクタＬ１とコンデンサＣ
３，Ｃ４が共振系を形成し、コンデンサＣ４には電圧Ｖ
４が矢印で示す正の向きに充電されて、電源電圧に重畳
されることになる。したがって、やはり入力電流に不連
続点が現れる場合がある。そこで、本実施例では、コン
デンサＣ４に並列にダイオードＤ４を図示された極性で
接続して、第１の実施例と同様の原理により、電源電圧
に重畳される電圧Ｖ４がコンデンサＣ４に充電されるこ
とを防止している。したがって、入力電流の不連続点が
無くなり、入力力率が高く、入力電流の高調波成分が少
なくなるという効果が得られる。なお、このようなコン
デンサＣ３の接続箇所を変更した構成において、コンデ
ンサＣ４の電圧Ｖ４を抑制する手段として、上述の第
２、第３、第４の各実施例で示した手段を用いても良い
ことは言うまでもない。

【００２１】図９に示した実施例の一変形例を図１０に
示す。この回路は、図９に示した実施例において、コン
デンサＣ４と直列にインダクタＬ２を接続した構成を有
している。その動作については、図９に示した実施例と
殆ど変わらない。

【００２２】図１１は本発明の第７の実施例の回路図で
ある。本実施例は図４に示した第２の実施例の応用例で
あり、図４の回路と比較すると、コンデンサＣ２，Ｃ３
と負荷Ｆよりなる回路と、インダクタＬ１の接続箇所を
入れ換えた構成となっている。この場合には、入力電流
は、トランジスタＱ２がオンしたときに、整流器ＤＢか
ら、インダクタＬ２、コンデンサＣ４、ダイオードＤ
４、コンデンサＣ３、負荷ＦとコンデンサＣ２、トラン
ジスタＱ２を経て、整流器ＤＢに戻る経路で流れる。イ
ンダクタＬ２とコンデンサ４の電流が反転した後、図４
に示した第２の実施例と同様に、コンデンサＣ４が電圧
Ｖ４の正の向きに充電され始めるが、このときに、制御
回路Ｋによりスイッチ手段ＳＷをオフ制御する。これに
よって、電源電圧に重畳される電圧が抑制されるので、
入力電流の不連続は無くなり、高入力力率で、入力電流
の高調波成分は少なくなる。

【００２３】図１２は本発明の第８の実施例の回路図で
ある。本実施例は図２に示した第１の実施例の応用例で
あり、図２の回路と比較すると、コンデンサＣ２，Ｃ３
及び負荷Ｆよりなる回路の接続箇所を変更した構成とな
っている。以下、ダイオードＤ４が無い場合の動作につ
いて簡単に説明する。まず、トランジスタＱ２がオンの
ときには、整流器ＤＢから、インダクタＬ２、コンデン
サＣ４、インダクタＬ１、トランジスタＱ２を経て、整
流器ＤＢに戻る経路で電流が流れる。トランジスタＱ２
がオフすると、残留エネルギーにより暫くは整流器ＤＢ
から、インダクタＬ２、コンデンサＣ４、インダクタＬ
１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１を介して整流器Ｄ
Ｂに戻る経路で電流が流れて、インダクタＬ２とコンデ
ンサＣ４には同じ向きに電流が流れる。次に、トランジ
スタＱ１がオンすると、コンデンサＣ４から、インダク
タＬ２、ダイオードＤ３、トランジスタＱ１、インダク
タＬ１を経て、コンデンサＣ４に戻る経路で電流が流れ
る。このとき、コンデンサＣ４とインダクタＬ２，Ｌ１
は共振系を形成している。トランジスタＱ１がオフする
と、残留エネルギーにより暫くはインダクタＬ１から、
コンデンサＣ４、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、コ
ンデンサＣ１、ダイオードＤ２を経て、インダクタＬ１
に戻る経路で電流が流れる。このとき、コンデンサＣ４
は図中の矢印で示した電圧Ｖ４の正の向きに充電され、
次にトランジスタＱ２がオンして、入力電流を流すとき
に、この電圧Ｖ４が電源電圧に重畳することになる。

【００２４】このように、回路構成は少し異なるが、動
作は図１８に示した従来例と非常に良く似ている。した
がって、図２に示した第１の実施例と同様に、コンデン
サＣ４にダイオードＤ４を並列に接続して、電源電圧に
重畳する方向の電圧Ｖ４をコンデンサＣ４に発生させな
いようにする。このようにすれば、入力電流の不連続は
無くなり、高入力力率で、入力電流の高調波成分を少な
くすることができる。なお、図１２の回路において、イ
ンダクタＬ２を省略した回路構成でも殆ど同様の効果が
得られる。

【００２５】図１３は本発明の第９の実施例の回路図で
ある。本実施例は図４に示した第２の実施例の応用例で
あり、図４の回路と比較すると、インダクタＬ１とコン
デンサＣ２，Ｃ３及び負荷Ｆよりなるインバータ負荷を
下側のトランジスタＱ２に代えて上側のトランジスタＱ
１の両端に接続した構成となっている。トランジスタＱ
２がオンすると、全波整流器ＤＢから、インダクタＬ
２、コンデンサＣ４、ダイオードＤ４、負荷Ｆとコンデ
ンサＣ２、トランジスタＱ２を経て、全波整流器ＤＢに
戻る経路で入力電流が流れる。次に、トランジスタＱ１
がオンすると、インダクタＬ２とコンデンサＣ４の電流
が反転し、コンデンサＣ４に電源電圧に重畳する向きの
電圧Ｖ４が発生するようになるが、そのタイミングで制
御回路Ｋによりスイッチ手段ＳＷをオフする。このよう
に制御すれば、入力電流の不連続は無くなり、高入力力
率で、入力電流の高調波成分を少なくすることができ
る。

【００２６】図１４は本発明の第１０の実施例の回路図
である。本実施例は図６に示した第３の実施例の応用例
であり、図６の回路と比較すると、インダクタＬ１とコ
ンデンサＣ２，Ｃ３及び負荷Ｆよりなるインバータ負荷
を下側のトランジスタＱ２に代えて上側のトランジスタ
Ｑ１の両端に接続した構成となっている。この回路で
は、コンデンサＣ４の電圧Ｖ４を抑制する手段として、
トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変える
周波数制御回路Ｋｆを設けている。トランジスタＱ１，
Ｑ２のスイッチング周波数を変えることにより、共振系
の共振状態を制御し、コンデンサＣ４の電圧Ｖ４を抑え
ることが可能である。実際には、共振系の固有共振周波
数よりもスイッチング周波数を遠ざければ、共振作用が
弱まるので、コンデンサＣ４の電圧Ｖ４も抑えられる。
これにより、入力電流の不連続が無くなり、入力電流の
高調波成分が少なくなる。

【００２７】図１５は本発明の第１１の実施例の回路図
である。本実施例は図７に示した第４の実施例の応用例
であり、図７の回路と比較すると、インダクタＬ１とコ
ンデンサＣ２，Ｃ３及び負荷Ｆよりなるインバータ負荷
を下側のトランジスタＱ２に代えて上側のトランジスタ
Ｑ１の両端に接続した構成となっている。この回路で
は、コンデンサＣ４の電圧Ｖ４を抑制する手段として、
コンデンサＣ４と並列にコンデンサＣ５とスイッチ手段
ＳＷの直列回路を接続したものである。トランジスタＱ
２がオンして、入力電流が流れるタイミングでは、制御
回路Ｋによりスイッチ手段ＳＷをオフ制御して、コンデ
ンサＣ４のみを介して入力電流が流れるようにする。次
に、トランジスタＱ１がオンして、電流が反転したら、
制御回路Ｋによりスイッチ手段ＳＷをオン制御して、コ
ンデンサＣ５をコンデンサＣ４に並列接続し、等価的に
コンデンサＣ４の容量を大きくする。このようにすれ
ば、コンデンサＣ４に充電される電圧Ｖ４は低くなるの
で、電源電圧に重畳される作用は緩和される。したがっ
て、入力電流の不連続の問題が改善される。

【００２８】なお、本発明の技術的範囲は上述の実施例
に限定されるものではなく、図１６又は図１７に示す構
成のインバータ装置に広く適用できる。図１６の回路で
は、下側のトランジスタＱ２と並列に第１及び第２のイ
ンバータ要素Ｘ，Ｙの直列回路を接続している。また、
図１７の回路では、上側のトランジスタＱ１と並列に第
１及び第２のインバータ要素Ｘ，Ｙの直列回路を接続し
ている。いずれの回路においても、第１及び第２のイン
バータ要素Ｘ，Ｙの接続点と、全波整流器ＤＢとダイオ
ードＤ３の接続点との間には、インピーダンス要素Ｚが
接続されており、このインピーダンス要素Ｚはコンデン
サＣ４を含んでいる。そして、インピーダンス要素Ｚの
コンデンサＣ４は第１及び第２のインバータ要素Ｘ，Ｙ
と共に共振系を形成しており、その共振電流によりコン
デンサＣ４に電源電圧と重畳する向きに電圧Ｖ４が発生
するが、この電圧Ｖ４を抑制する手段を設けることで、
入力電流の不連続を無くし、入力電流の高調波成分を少
なくすることができる。

【００２９】また、本発明では、負荷Ｆを特に限定して
いないが、例えば、放電灯を負荷とした場合には、高入
力力率で、入力電流の高調波成分の少ない高周波点灯装
置を実現できる。他に、白熱電球の制御や電動機の制
御、電源装置等、広範囲にわたる応用が可能である。

【００３０】

【発明の効果】本発明では、交流電源を全波整流し、ダ
イオードを介して平滑コンデンサに得られた直流電圧
を、逆並列ダイオードを備える第１及び第２のスイッチ
ング素子の直列回路でスイッチングし、第１及び第２の
スイッチング素子の接続点から第１のインバータ要素を
介して、全波整流器の直流出力端子とダイオードの接続
点に少なくともコンデンサを含むインピーダンス要素を
接続すると共に、平滑コンデンサと前記ダイオード又は
前記全波整流器の直流出力端子の接続点に第２のインバ
ータ要素を接続したインバータ装置において、前記全波
整流器の整流出力電圧に重畳する方向の前記インピーダ
ンス要素の電圧を抑制する手段を設けたものであるか
ら、入力電流の不連続を無くして、入力電流の高調波成
分を少なくすることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。

【図２】本発明の第１の実施例の回路図である。

【図３】本発明の第１の実施例の動作を示す波形図であ
る。

【図４】本発明の第２の実施例の回路図である。

【図５】本発明の第２の実施例の一変形例の回路図であ
る。

【図６】本発明の第３の実施例の回路図である。

【図７】本発明の第４の実施例の回路図である。

【図８】本発明の第５の実施例の回路図である。

【図９】本発明の第６の実施例の回路図である。

【図１０】本発明の第６の実施例の一変形例の回路図で
ある。

【図１１】本発明の第７の実施例の回路図である。

【図１２】本発明の第８の実施例の回路図である。

【図１３】本発明の第９の実施例の回路図である。

【図１４】本発明の第１０の実施例の回路図である。

【図１５】本発明の第１１の実施例の回路図である。

【図１６】請求項１記載の構成を示すブロック回路図で
ある。

【図１７】請求項２記載の構成を示すブロック回路図で
ある。

【図１８】従来例の回路図である。

【図１９】従来例の動作を示す波形図である。

【符号の説明】

Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ダイオードＣ１，Ｃ２，Ｃ３コンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６コンデンサＱ１，Ｑ２トランジスタＬ１，Ｌ２インダクタＬ３トランスＶｓ交流電源ＤＢ全波整流器Ｆ負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードと、全波整流器の直流出力端子と
ダイオードの接続点に一端を接続されて少なくともコン
デンサを含むインピーダンス要素と、第１及び第２のス
イッチング素子の接続点と前記インピーダンス要素の他
端との間に接続された第１のインバータ要素と、全波整
流器の直流出力端子と平滑コンデンサの接続点と前記イ
ンピーダンス要素の他端との間に接続された第２のイン
バータ要素とを備えるインバータ装置において、前記全
波整流器の整流出力電圧に重畳する方向の前記インピー
ダンス要素の電圧を抑制する手段を設けたことを特徴と
するインバータ装置。
【請求項２】交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードと、全波整流器の直流出力端子と
ダイオードの接続点に一端を接続されて少なくともコン
デンサを含むインピーダンス要素と、第１及び第２のス
イッチング素子の接続点と前記インピーダンス要素の他
端との間に接続された第１のインバータ要素と、前記ダ
イオードと平滑コンデンサの接続点と前記インピーダン
ス要素の他端との間に接続された第２のインバータ要素
とを備えるインバータ装置において、前記全波整流器の
整流出力電圧に重畳する方向の前記インピーダンス要素
の電圧を抑制する手段を設けたことを特徴とするインバ
ータ装置。
【請求項３】第１のインバータ要素は共振用のイン
ダクタと直流成分カット用のコンデンサの直列回路より
なり、第２のインバータ要素は負荷と共振用のコンデン
サの並列回路よりなり、インピーダンス要素はコンデン
サ又はコンデンサとインダクタの直列回路よりなること
を特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項４】第１のインバータ要素は共振用のイン
ダクタよりなり、第２のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成され、インピーダンス要素はコン
デンサ又はコンデンサとインダクタの直列回路よりなる
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項５】第１のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成され、第２のインバータ要素は共
振用のインダクタよりなり、インピーダンス要素はコン
デンサとインダクタの直列回路よりなることを特徴とす
る請求項１記載のインバータ装置。
【請求項６】第１のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成され、第２のインバータ要素は共
振用のインダクタよりなり、インピーダンス要素はコン
デンサとインダクタの直列回路よりなることを特徴とす
る請求項２記載のインバータ装置。
【請求項７】第１のインバータ要素は共振用のイン
ダクタと直流成分カット用のコンデンサの直列回路より
なり、第２のインバータ要素は負荷と共振用のコンデン
サの並列回路よりなり、インピーダンス要素はコンデン
サ又はコンデンサとインダクタの直列回路よりなること
を特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
【請求項８】第１のインバータ要素は共振用のイン
ダクタよりなり、第２のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成され、インピーダンス要素はコン
デンサ又はコンデンサとインダクタの直列回路よりなる
ことを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
【請求項９】第１のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路よりなり、第２のインバータ要
素は共振用のインダクタと直流成分カット用のコンデン
サの直列回路よりなり、インピーダンス要素はコンデン
サとインダクタの直列回路よりなることを特徴とする請
求項２記載のインバータ装置。
【請求項１０】インピーダンス要素に含まれるコンデ
ンサには、全波整流器の整流出力電圧に重畳する方向の
電圧を抑制するためのダイオードが並列接続されている
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のイ
ンバータ装置。
【請求項１１】インピーダンス要素に含まれるコンデ
ンサには、全波整流器の整流出力電圧に重畳する方向の
電圧が発生するタイミングでオフ制御されるスイッチ手
段が直列接続されていることを特徴とする請求項１乃至
９のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項１２】インピーダンス要素の電圧を抑制する
手段は、第１及び第２のスイッチング素子の動作周波数
を変化させる手段であることを特徴とする請求項１乃至
９のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項１３】インピーダンス要素に含まれるコンデ
ンサには、全波整流器の整流出力電圧に重畳する方向の
電圧が発生するタイミングでオン制御されるスイッチ手
段を介して他のコンデンサが並列接続されていることを
特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のインバー
タ装置。