JPH053698A - 電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 - Google Patents
電圧形ｐｗｍインバータの制御方法Info
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- JPH053698A JPH053698A JP3178876A JP17887691A JPH053698A JP H053698 A JPH053698 A JP H053698A JP 3178876 A JP3178876 A JP 3178876A JP 17887691 A JP17887691 A JP 17887691A JP H053698 A JPH053698 A JP H053698A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 誘導電動機の低速回転時の回転むらを低減す
るための制御を行なうに当たり、安価な手法で位相差を
検出し得るようにする。 【構成】 インバータ１Ａの主スイッチング素子、例え
ばトランジスタＴ２の直流リンクアームにシャント抵抗
１１を設けて電流の実効値を検出し、この電流値から負
荷トルク推定器１０２にてインバータ出力電圧を一定量
増加または減少させたときのリンク電流の増減を監視す
ることにより、誘導電動機の負荷トルクを推定し、さら
に位相角変換器１０１にてこの負荷トルクから力率角
（位相差）を求め、特に電動機の回転むらを低減するた
めの制御を実行可能とする。
るための制御を行なうに当たり、安価な手法で位相差を
検出し得るようにする。 【構成】 インバータ１Ａの主スイッチング素子、例え
ばトランジスタＴ２の直流リンクアームにシャント抵抗
１１を設けて電流の実効値を検出し、この電流値から負
荷トルク推定器１０２にてインバータ出力電圧を一定量
増加または減少させたときのリンク電流の増減を監視す
ることにより、誘導電動機の負荷トルクを推定し、さら
に位相角変換器１０１にてこの負荷トルクから力率角
（位相差）を求め、特に電動機の回転むらを低減するた
めの制御を実行可能とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御される電圧形インバータを介して制御される誘
導電動機（以下、単に誘導機ともいう）の、特に低速回
転時の回転むらを低減するための制御方法に関する。
Ｍ）制御される電圧形インバータを介して制御される誘
導電動機（以下、単に誘導機ともいう）の、特に低速回
転時の回転むらを低減するための制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、電圧形ＰＷＭインバータを用いて
誘導機を駆動する際の、低速回転時の回転むらが問題と
なって来ている。この対策として従来は、例えば図４に
示すような方式が提案されている。同図において、１は
電圧形ＰＷＭインバータ、２は誘導機、３はホールＣＴ
（変流器）、４は関数発生器、５はＴｄ補償演算器、６
はＰＷＭ制御回路、７は零位相検出器、８は電圧指令発
生器、９は加算器、１０は位相差検出器である。なお、
Ｅｄは直流電源としての直流中間電圧を示す。すなわ
ち、出力周波数ｆM から関数発生器４によりキャリア周
波数ｆc を得るとともに、電圧指令発生器８によりＰＷ
Ｍ制御信号（正弦波信号）Ｃを得る。一方、電圧形ＰＷ
Ｍインバータ１の出力電流をホールＣＴ３によりその瞬
時値を検出し、零位相検出器７によって出力電流の零ク
ロス点を検出する。位相差検出器１０はこの零クロス点
とＰＷＭ制御信号Ｃの零クロス点から、両者の位相差φ
を検出する。このとき、出力電流と電圧指令の相とが一
致しているのはいうまでもない。
誘導機を駆動する際の、低速回転時の回転むらが問題と
なって来ている。この対策として従来は、例えば図４に
示すような方式が提案されている。同図において、１は
電圧形ＰＷＭインバータ、２は誘導機、３はホールＣＴ
（変流器）、４は関数発生器、５はＴｄ補償演算器、６
はＰＷＭ制御回路、７は零位相検出器、８は電圧指令発
生器、９は加算器、１０は位相差検出器である。なお、
Ｅｄは直流電源としての直流中間電圧を示す。すなわ
ち、出力周波数ｆM から関数発生器４によりキャリア周
波数ｆc を得るとともに、電圧指令発生器８によりＰＷ
Ｍ制御信号（正弦波信号）Ｃを得る。一方、電圧形ＰＷ
Ｍインバータ１の出力電流をホールＣＴ３によりその瞬
時値を検出し、零位相検出器７によって出力電流の零ク
ロス点を検出する。位相差検出器１０はこの零クロス点
とＰＷＭ制御信号Ｃの零クロス点から、両者の位相差φ
を検出する。このとき、出力電流と電圧指令の相とが一
致しているのはいうまでもない。
【０００３】デッドタイムＴｄによる歪みの補償は、出
力周波数ｆM の一周期内のデッドタイムＴｄのパルス数
（ｆc ／ｆM ）と、そのパルスの波高値Ｅｄ（直流中間
電圧値）から得られる等価的な振幅ｆc ・Ｅｄ・Ｔｄの
方形波によって補償される。つまり、Ｔｄ補償演算器５
により直流中間電圧Ｅｄを検出するとともに、関数発生
器４から与えられるキャリア周波数ｆc と予め既知のデ
ッドタイムＴｄとにより、補償用の方形波を作成する。
この方形波をＰＷＭ制御信号に対して位相差φだけずら
して加算器９にて加算し、その出力をＰＷＭ制御回路６
に与えることによりＰＷＭ信号を得、これによって電圧
形ＰＷＭインバータ１のスイッチング素子を駆動する。
すなわち、上記方式は低速での回転むらがインバータの
上下アーム短絡防止期間、いわゆるデッドタイムＴｄに
より発生することから、これを周波数１周期にわたり等
価な方形波に置き換え、これを出力の制御信号（正弦
波）に加えることにより、出力電圧の歪みを補償するも
のである。
力周波数ｆM の一周期内のデッドタイムＴｄのパルス数
（ｆc ／ｆM ）と、そのパルスの波高値Ｅｄ（直流中間
電圧値）から得られる等価的な振幅ｆc ・Ｅｄ・Ｔｄの
方形波によって補償される。つまり、Ｔｄ補償演算器５
により直流中間電圧Ｅｄを検出するとともに、関数発生
器４から与えられるキャリア周波数ｆc と予め既知のデ
ッドタイムＴｄとにより、補償用の方形波を作成する。
この方形波をＰＷＭ制御信号に対して位相差φだけずら
して加算器９にて加算し、その出力をＰＷＭ制御回路６
に与えることによりＰＷＭ信号を得、これによって電圧
形ＰＷＭインバータ１のスイッチング素子を駆動する。
すなわち、上記方式は低速での回転むらがインバータの
上下アーム短絡防止期間、いわゆるデッドタイムＴｄに
より発生することから、これを周波数１周期にわたり等
価な方形波に置き換え、これを出力の制御信号（正弦
波）に加えることにより、出力電圧の歪みを補償するも
のである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
方式では位相差φを求めるため、瞬時電流を検出する必
要があり、通常は図４のようにのホールＣＴを用いるこ
とが多い。しかし、ホールＣＴは高価であるだけでな
く、小型化が困難であるという問題がある。一方、これ
に代わる電流検出方法として、シャント抵抗を用いる方
法がある。しかし、シャント抵抗を用いて瞬時電流を検
出するには、アナログのアイソレーションアンプが必要
となり、これも交流の周波数応答を高めるために高価に
なるという難点がある。したがって、この発明は課題は
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される電圧形インバータを
介して制御される誘導電動機の、特に低速回転時の回転
むらを低減するための制御をするに当たり、安価な方法
で位相差を検出し得るようにすることにある。
方式では位相差φを求めるため、瞬時電流を検出する必
要があり、通常は図４のようにのホールＣＴを用いるこ
とが多い。しかし、ホールＣＴは高価であるだけでな
く、小型化が困難であるという問題がある。一方、これ
に代わる電流検出方法として、シャント抵抗を用いる方
法がある。しかし、シャント抵抗を用いて瞬時電流を検
出するには、アナログのアイソレーションアンプが必要
となり、これも交流の周波数応答を高めるために高価に
なるという難点がある。したがって、この発明は課題は
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される電圧形インバータを
介して制御される誘導電動機の、特に低速回転時の回転
むらを低減するための制御をするに当たり、安価な方法
で位相差を検出し得るようにすることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、この発明では、インバータの上または下アーム
の主スイッチング素子と逆並列ダイオードの各直流リン
クアームが互いに分離されて直流中間コンデンサのとこ
ろで共通化され、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される電
圧形インバータの出力電流とＰＷＭ制御信号との位相差
を検出し、この位相差に応じた分だけ補償電圧信号の位
相差をずらして誘導電動機を駆動するに当たり、前記主
スイッチング素子の直流リンクアームにシャント抵抗を
挿入してリンク電流の実効値を検出し、前記インバータ
の出力電圧を一定量だけ増加または減少させたときの前
記リンク電流の増減を監視することによって誘導電動機
の負荷トルクを推定し、この推定された負荷トルクから
前記位相差を検出して制御することを特徴としている。
るため、この発明では、インバータの上または下アーム
の主スイッチング素子と逆並列ダイオードの各直流リン
クアームが互いに分離されて直流中間コンデンサのとこ
ろで共通化され、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される電
圧形インバータの出力電流とＰＷＭ制御信号との位相差
を検出し、この位相差に応じた分だけ補償電圧信号の位
相差をずらして誘導電動機を駆動するに当たり、前記主
スイッチング素子の直流リンクアームにシャント抵抗を
挿入してリンク電流の実効値を検出し、前記インバータ
の出力電圧を一定量だけ増加または減少させたときの前
記リンク電流の増減を監視することによって誘導電動機
の負荷トルクを推定し、この推定された負荷トルクから
前記位相差を検出して制御することを特徴としている。
【０００６】
【作用】インバータの主スイッチング素子の直流リンク
アームにシャント抵抗を挿入してリンク電流の実効値を
検出し、インバータの出力電圧を一定量だけ増加または
減少させたときの前記リンク電流の増減を監視すること
によって誘導機の負荷トルクを推定し得るようにして、
特に低速回転時の回転むらを低減するための制御をする
に当たって安価な方法で位相差を検出可能とする。
アームにシャント抵抗を挿入してリンク電流の実効値を
検出し、インバータの出力電圧を一定量だけ増加または
減少させたときの前記リンク電流の増減を監視すること
によって誘導機の負荷トルクを推定し得るようにして、
特に低速回転時の回転むらを低減するための制御をする
に当たって安価な方法で位相差を検出可能とする。
【０００７】
【実施例】図１にこの発明の実施例を示す。これは電流
の検出と位相差の検出部分が図示の如く異なる他は図４
に示すものと同じである。なお、１０Ａは位相角変換器
１０１，負荷トルク推定器１０２からなる位相差検出
器、１１はシャント抵抗、１２は絶縁アンプである。ま
た、ここで用いられる電圧形ＰＷＭインバータ１Ａとし
ては、下アームのトランジスタＴ２のリンクアームと逆
並列ダイオードＤ２の直流リンクアームとを分離したタ
イプのものが用いられるが、下アームのトランジスタと
逆並列ダイオードとを分離するかわりに、上アームのト
ランジスタＴ１と逆並列ダイオードＤ１を分離するタイ
プのものでも同様である。図示の如きインバータ１Ａを
用いる場合、主スイッチングＴ２側の直流リンクアーム
にシャント抵抗１１を挿入すると、出力電流の全波整流
波形と等価な波形が得られる。この全波整流波形を絶縁
アンプ１２によって絶縁し、負荷トルク推定器１０２で
はこの全波整流波形から、以下のような原理にもとづい
て負荷トルクの大きさＴを推定する。
の検出と位相差の検出部分が図示の如く異なる他は図４
に示すものと同じである。なお、１０Ａは位相角変換器
１０１，負荷トルク推定器１０２からなる位相差検出
器、１１はシャント抵抗、１２は絶縁アンプである。ま
た、ここで用いられる電圧形ＰＷＭインバータ１Ａとし
ては、下アームのトランジスタＴ２のリンクアームと逆
並列ダイオードＤ２の直流リンクアームとを分離したタ
イプのものが用いられるが、下アームのトランジスタと
逆並列ダイオードとを分離するかわりに、上アームのト
ランジスタＴ１と逆並列ダイオードＤ１を分離するタイ
プのものでも同様である。図示の如きインバータ１Ａを
用いる場合、主スイッチングＴ２側の直流リンクアーム
にシャント抵抗１１を挿入すると、出力電流の全波整流
波形と等価な波形が得られる。この全波整流波形を絶縁
アンプ１２によって絶縁し、負荷トルク推定器１０２で
はこの全波整流波形から、以下のような原理にもとづい
て負荷トルクの大きさＴを推定する。
【０００８】図２にインバータの出力電圧を変化させた
ときの、一次電流およびトルクの回転数に対する特性を
示す。ただし、周波数は１０Ｈｚとする。ここでは、或
る負荷トルクにおける一次電流が出力電圧に対してどの
ように変化するかを破線により示している。この破線の
変曲点では一次電流が最も小さいことから一次銅損は最
小で鉄損も少なく、すべりが０に近く二次銅損も大きく
ないことから、全体として誘導機効率がその負荷に対し
て最大の点になっている。したがって、この変曲点を見
つけることにより、対応する負荷トルクを推定すること
ができる。すなわち、各負荷トルクに対して、一次電流
の変曲点を見つけることにより、一次電流と負荷トルク
は例えば図３（イ）に示すような一次関数となる。
ときの、一次電流およびトルクの回転数に対する特性を
示す。ただし、周波数は１０Ｈｚとする。ここでは、或
る負荷トルクにおける一次電流が出力電圧に対してどの
ように変化するかを破線により示している。この破線の
変曲点では一次電流が最も小さいことから一次銅損は最
小で鉄損も少なく、すべりが０に近く二次銅損も大きく
ないことから、全体として誘導機効率がその負荷に対し
て最大の点になっている。したがって、この変曲点を見
つけることにより、対応する負荷トルクを推定すること
ができる。すなわち、各負荷トルクに対して、一次電流
の変曲点を見つけることにより、一次電流と負荷トルク
は例えば図３（イ）に示すような一次関数となる。
【０００９】変曲点の見つけ方としては、いま例えばＡ
点にあるものとして、出力電圧を或る量ΔＶだけ増加さ
せると、一次電流は減少する。そこで、一次電流が減少
し続ける間は出力電圧を増加させる。出力電圧を増加さ
せ続けると、やがて一次電流は変曲点を越えて逆に増加
を始めるので、増加の始まる直前の出力電圧でその増加
を止める。一方、例えばＢ点にあるものとすると、逆に
ΔＶずつ出力電圧を減少させれば一次電流も減少して行
くので、一次電流が増加し始める直前の出力電圧でその
減少を止める。なお、上記動作点がＡ点かＢ点かは、出
力電圧をΔＶだけ増加または減少させたとき、一次電流
が増加するかまたは減少するかを監視することにより判
断することができる。そして、変曲点が分かればこの点
に対応する一次電流から、負荷トルクＴを推定すること
ができる。
点にあるものとして、出力電圧を或る量ΔＶだけ増加さ
せると、一次電流は減少する。そこで、一次電流が減少
し続ける間は出力電圧を増加させる。出力電圧を増加さ
せ続けると、やがて一次電流は変曲点を越えて逆に増加
を始めるので、増加の始まる直前の出力電圧でその増加
を止める。一方、例えばＢ点にあるものとすると、逆に
ΔＶずつ出力電圧を減少させれば一次電流も減少して行
くので、一次電流が増加し始める直前の出力電圧でその
減少を止める。なお、上記動作点がＡ点かＢ点かは、出
力電圧をΔＶだけ増加または減少させたとき、一次電流
が増加するかまたは減少するかを監視することにより判
断することができる。そして、変曲点が分かればこの点
に対応する一次電流から、負荷トルクＴを推定すること
ができる。
【００１０】位相角変換器１０１では、このようにして
推定された負荷トルクＴから、例えば図３（ロ）に示す
ように、予め求めておいた力率−負荷トルクのテーブル
または関数発生器等によって力率、さらには力率角、す
なわち位相角（位相差）φを求めることができる。な
お、こうして位相角φを求めた後は、図４と同様の低速
回転時の回転むらを低減するための制御が行なわれるこ
とになる。以上では、主として低速回転時の回転むらを
低減するための制御を行なう場合について説明したが、
この発明はインバータの出力電流とＰＷＭ制御信号との
位相差を検出して制御するもの一般に適用することがで
きる。
推定された負荷トルクＴから、例えば図３（ロ）に示す
ように、予め求めておいた力率−負荷トルクのテーブル
または関数発生器等によって力率、さらには力率角、す
なわち位相角（位相差）φを求めることができる。な
お、こうして位相角φを求めた後は、図４と同様の低速
回転時の回転むらを低減するための制御が行なわれるこ
とになる。以上では、主として低速回転時の回転むらを
低減するための制御を行なう場合について説明したが、
この発明はインバータの出力電流とＰＷＭ制御信号との
位相差を検出して制御するもの一般に適用することがで
きる。
【００１１】
【発明の効果】この発明によれば、シャント抵抗を利用
するようにしたので電流検出器を小型にすることができ
る。また、瞬時値ではなく実効値を利用するようにして
いるので、絶縁アンプについても従来の場合のような周
波数特性が要求されることがないので、その分だけコス
トを低減することが可能となる。さらに、直流リンクを
利用するようにしているので３相分設ける必要がなく、
したがって検出器の数を減らすことができる。その結
果、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される電圧形インバー
タを介して制御される誘導機の、特に低速回転時の回転
むらを低減するための制御をするに当たり、安価な方法
で位相差を検出することが可能となる。
するようにしたので電流検出器を小型にすることができ
る。また、瞬時値ではなく実効値を利用するようにして
いるので、絶縁アンプについても従来の場合のような周
波数特性が要求されることがないので、その分だけコス
トを低減することが可能となる。さらに、直流リンクを
利用するようにしているので３相分設ける必要がなく、
したがって検出器の数を減らすことができる。その結
果、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される電圧形インバー
タを介して制御される誘導機の、特に低速回転時の回転
むらを低減するための制御をするに当たり、安価な方法
で位相差を検出することが可能となる。
【図１】この発明の実施例を示す要部ブロック図であ
る。
る。
【図２】誘導機の速度対トルク，一次電流特性を説明す
るためのグラフである。
るためのグラフである。
【図３】一次電流対負荷トルクおよび負荷トルク対力率
の関係を説明するための特性図である。
の関係を説明するための特性図である。
【図４】従来例を示すブロック図である。
１ 電圧形ＰＷＭインバータ ２ 誘導電動機 ３ 変流器 ４ 関数発生器 ５ Ｔｄ補償演算器 ６ ＰＷＭ制御回路 ７ 零位相検出器 ８ 電圧指令発生器 ９ 加算器 １Ａ 電圧形ＰＷＭインバータ １０ 位相差検出器 １１ シャント抵抗 １２ 絶縁アンプ １０Ａ 位相差検出器 １０１ 位相角変換器 １０２ 負荷トルク推定器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年３月２４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 インバータの上または下アームの主スイ
ッチング素子と逆並列ダイオードの各直流リンクアーム
が互いに分離されて直流中間コンデンサのところで共通
化され、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される電圧形イン
バータの出力電流とＰＷＭ制御信号との位相差を検出
し、この位相差に応じた分だけ補償電圧信号の位相差を
ずらして誘導電動機を駆動するに当たり、前記主スイッ
チング素子の直流リンクアームにシャント抵抗を挿入し
てリンク電流の実効値を検出し、前記インバータの出力
電圧を一定量だけ増加または減少させたときの前記リン
ク電流の増減を監視することによって誘導電動機の負荷
トルクを推定し、この推定された負荷トルクから前記位
相差を検出して制御することを特徴とする電圧形ＰＷＭ
インバータの制御方法
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3178876A JPH053698A (ja) | 1991-06-25 | 1991-06-25 | 電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3178876A JPH053698A (ja) | 1991-06-25 | 1991-06-25 | 電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH053698A true JPH053698A (ja) | 1993-01-08 |
Family
ID=16056242
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3178876A Pending JPH053698A (ja) | 1991-06-25 | 1991-06-25 | 電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH053698A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100655566B1 (ko) * | 2004-04-22 | 2006-12-08 | 니폰 덴산 시바우라 가부시키가이샤 | 브러시리스 ｄｃ모터의 구동장치 |
| JP2007274747A (ja) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Daikin Ind Ltd | 電流検出装置及び回転速度制御装置 |
| US8821333B2 (en) | 2009-06-30 | 2014-09-02 | Jtekt Corporation | Planetary gear mechanism |
| US8853991B2 (en) | 2012-01-31 | 2014-10-07 | General Electric Company | Phase angle detection in an inverter |
| JP2017011800A (ja) * | 2015-06-17 | 2017-01-12 | シャープ株式会社 | パワーコンディショナ、およびその制御方法 |
| US9939469B2 (en) | 2015-03-20 | 2018-04-10 | Ricoh Company, Ltd. | Current measuring apparatus, image forming apparatus, conveyance apparatus and method for measuring current |
-
1991
- 1991-06-25 JP JP3178876A patent/JPH053698A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100655566B1 (ko) * | 2004-04-22 | 2006-12-08 | 니폰 덴산 시바우라 가부시키가이샤 | 브러시리스 ｄｃ모터의 구동장치 |
| JP2007274747A (ja) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Daikin Ind Ltd | 電流検出装置及び回転速度制御装置 |
| US8821333B2 (en) | 2009-06-30 | 2014-09-02 | Jtekt Corporation | Planetary gear mechanism |
| US8853991B2 (en) | 2012-01-31 | 2014-10-07 | General Electric Company | Phase angle detection in an inverter |
| US9939469B2 (en) | 2015-03-20 | 2018-04-10 | Ricoh Company, Ltd. | Current measuring apparatus, image forming apparatus, conveyance apparatus and method for measuring current |
| JP2017011800A (ja) * | 2015-06-17 | 2017-01-12 | シャープ株式会社 | パワーコンディショナ、およびその制御方法 |
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