JPH0532977B2 - - Google Patents
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- JPH0532977B2 JPH0532977B2 JP60092691A JP9269185A JPH0532977B2 JP H0532977 B2 JPH0532977 B2 JP H0532977B2 JP 60092691 A JP60092691 A JP 60092691A JP 9269185 A JP9269185 A JP 9269185A JP H0532977 B2 JPH0532977 B2 JP H0532977B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
- H02J3/46—Controlling of the sharing of output between the generators, converters, or transformers
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
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- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は複数台の交流出力変換装置を共通の負
荷に対して並列運転する電源システムの交流出力
変換装置の並列運転制御装置に関する。
荷に対して並列運転する電源システムの交流出力
変換装置の並列運転制御装置に関する。
第４図は例えば特公昭53−36137号及び特公昭
56−13101号に示された従来の交流出力変換装置
の並列運転制御装置を示すものである。
56−13101号に示された従来の交流出力変換装置
の並列運転制御装置を示すものである。
図において１号インバータ１は図示を省略した
同一構成の２号インバータ２と共に出力母線３を
通して並列運転を行い負荷４に電力を供給してい
る。
同一構成の２号インバータ２と共に出力母線３を
通して並列運転を行い負荷４に電力を供給してい
る。
１号インバータ１はインバータ本体１００、出
力トランス１０１、フイルタ用リアクトル１０
２、フイルタ用コンデンサ１０３を主要構成要素
とし、直流電源５の電力を交流に変換し、出力開
閉器１０４を通して出力母線３へ接続されてい
る。
力トランス１０１、フイルタ用リアクトル１０
２、フイルタ用コンデンサ１０３を主要構成要素
とし、直流電源５の電力を交流に変換し、出力開
閉器１０４を通して出力母線３へ接続されてい
る。
次に動作について説明する。
まず、１号インバータ１と２号インバータ２と
が並列運転を行うためには、１号インバータ１の
出力電流I1からCT（変流器）１０６により検出信
号I1aを得る。同じく２号機から得られた検出信
号I2aとの差、即ち横流に相当する信号△Ｉを横
流検出器１０７により得る。次に移相器１０８に
より、直交する２つの電圧ベクトルEAとEBを作
り、前記△Ｉ信号から演算回路１０９，１１０に
よりそれぞれ無効電力対応成分△Ｑと有効電力対
応成分△Ｐを得る。インバータは電圧設定回路１
１１と電圧帰還回路１１２の信号にもとづき、電
圧制御回路１１３が、PWM回路１１４をかいし
て、インバータ本体１００のパルス幅変調を行な
い、内部発生電圧を制御する。
が並列運転を行うためには、１号インバータ１の
出力電流I1からCT（変流器）１０６により検出信
号I1aを得る。同じく２号機から得られた検出信
号I2aとの差、即ち横流に相当する信号△Ｉを横
流検出器１０７により得る。次に移相器１０８に
より、直交する２つの電圧ベクトルEAとEBを作
り、前記△Ｉ信号から演算回路１０９，１１０に
よりそれぞれ無効電力対応成分△Ｑと有効電力対
応成分△Ｐを得る。インバータは電圧設定回路１
１１と電圧帰還回路１１２の信号にもとづき、電
圧制御回路１１３が、PWM回路１１４をかいし
て、インバータ本体１００のパルス幅変調を行な
い、内部発生電圧を制御する。
一方前述の無効電流対応成分△Ｑは電圧制御回
路１１３へ補助信号的に与えられ、インバータ本
体１００の内部発生電圧を数％程度調節すること
により、無効電力対応成分△Ｑを零にするように
動作する。
路１１３へ補助信号的に与えられ、インバータ本
体１００の内部発生電圧を数％程度調節すること
により、無効電力対応成分△Ｑを零にするように
動作する。
一方前述の有効電力対応成分△ＰはPLL回路
を構成するアンプ１１５を通し、基準発振器１０
５の周波数の微調整を行なうことによりインバー
タ本体１００の内部発生電圧の位相を制御し、該
△Ｐを零にするように動作する。
を構成するアンプ１１５を通し、基準発振器１０
５の周波数の微調整を行なうことによりインバー
タ本体１００の内部発生電圧の位相を制御し、該
△Ｐを零にするように動作する。
このようにして、電圧と位相とを制御すること
により、無効及び有効電力対応成分△Ｑと△Ｐと
をともに零にすることによつて、２台のインバー
タ間の横流がなくなり、安定な負荷の分担が行な
われる。
により、無効及び有効電力対応成分△Ｑと△Ｐと
をともに零にすることによつて、２台のインバー
タ間の横流がなくなり、安定な負荷の分担が行な
われる。
従来の交流出力変換装置の並列運転制御装置は
以上のように構成されているので、並列運転方式
を適用したインバータシステムが、予定通り正常
に運転するか否かを試験・点検することが必要
で、これが正常に運転するか否か検証するには第
４図の１号及び２号インバータ１と２とを出力母
線３に接続し、実際に運転してみるしか方法はな
い。しかし衆知の通り一般のインバータは過電流
耐量が150％程度しかないため、第４図のシステ
ムを実際に運転しながら制御回路の異常の有無を
調査したり、制御の応答性を調節したりすること
は非常に困難であるという問題点があつた。
以上のように構成されているので、並列運転方式
を適用したインバータシステムが、予定通り正常
に運転するか否かを試験・点検することが必要
で、これが正常に運転するか否か検証するには第
４図の１号及び２号インバータ１と２とを出力母
線３に接続し、実際に運転してみるしか方法はな
い。しかし衆知の通り一般のインバータは過電流
耐量が150％程度しかないため、第４図のシステ
ムを実際に運転しながら制御回路の異常の有無を
調査したり、制御の応答性を調節したりすること
は非常に困難であるという問題点があつた。
実際には第４図の制御回路のそれぞれの要素を
完全に試験調整し、また、要素間の配線の誤りな
ども皆無であることを確認したのち始めて第４図
のシステム全体の運転試験を行う。このように充
分慣重な確認の上並列運転を行なつても、予想外
の不良により過大な横流が流れ、インバータが転
流失敗して損傷を受けることが少くない。このこ
とは故障（特に再現性の悪い時々発生する接触不
良などの故障）が生じたときの調査や定期点検な
どの作業が非常に困難であることを意味する。
完全に試験調整し、また、要素間の配線の誤りな
ども皆無であることを確認したのち始めて第４図
のシステム全体の運転試験を行う。このように充
分慣重な確認の上並列運転を行なつても、予想外
の不良により過大な横流が流れ、インバータが転
流失敗して損傷を受けることが少くない。このこ
とは故障（特に再現性の悪い時々発生する接触不
良などの故障）が生じたときの調査や定期点検な
どの作業が非常に困難であることを意味する。
また、高調波横流による制御不能現象ではそれ
ぞれのインバータの出力電流I1に含まれる予想外
の高調波横流により、検出された横流信号△Ｉに
大きな比率の高調波が含まれ、それが電流の直交
成分の検出に誤差を与え、制御不能になる現象が
あつた。即ち、それぞれのインバータの出力フイ
ルタ用コンデンサ１０３が、出力母線３に対して
直接接続されているため、他号機のコンデンサと
自号機のコンデンサが出力母線３の配線のインダ
クタンスを通して共振回路を形成する。この共振
周波数はケーブル配線の長さにもよるが、第７調
波程度より上の比較的高次の共振周波数を有する
場合が多い。並列接続されるインバータのいづれ
かが発生する高調波がこの共振回路に共振し、非
常に大きな高調波横流を生じる。この高調波横流
は演算回路１０９，１１０として同期整流回路を
適用した場合を例に考えると、次のような信号を
発生する。第５図ｂとｃに基本波横流信号ａを同
期整流した△Ｐ信号と△Ｑ信号を示す。いま一例
として基本波成分の△Ｉ信号はなく、第５調波成
分による△Ｉ信号が、高調波横流として第５図ｄ
のように存在する場合を考える。これを同期整流
すると△Ｐ信号成分として同図ｅに示す信号が、
また△Ｑ信号成分としてに示す信号が生じる。
この場合の△Ｑ信号は平均値が０となるが、ｅ
の△Ｐ信号はハツチングした部分が正の信号とし
て残る。△Ｐの正の信号はそのインバータの有効
電力分担が大きすぎることを意味するので、発振
器の周波数を一時的に下げ、インバータ１の位相
を遅らせるようにアンプ１１５によるPLL回路
が動作する。またインバータ２に対しては、第２
図ｄの高調波横流が逆位相となるので、インバー
タ２の△Ｐ信号は負となるため、インバータ２の
アンプ１１５はインバータ２の位相を進ませるよ
うに動作する。しかし実際には基本波成分につい
ては、インバータ１，２間の横流はなく、位相差
の調整を必要とする状況ではなく、上記の△Ｐ信
号によるPPL回路の動作は誤動作であつて、結
果として基本波の横流が増大し、並列運転が不可
能となる。第５図ｄ〜ｆの例では、第５調波と基
本波の位相関係を図示のように設定したが、位相
関係が変化すると、△Ｐ，△Ｑ信号とも、正負の
多様な値を取ることになる。従つて位相の制御だ
けでなく、△Ｑ信号の異常による電圧制御の異常
も生じる。なお、第５図の例では簡単のために第
５調波について示したが、その以外のｎ次調波に
ついても同様に、△Ｐと△Ｑに異常信号を生じる
ことは明らかであろう。一般にｎ次の高調波は同
期整流の結果、１／ｎのゲインの影響をもたら
し、第４図に示すような並列運転の制御系を不安
定とする。
ぞれのインバータの出力電流I1に含まれる予想外
の高調波横流により、検出された横流信号△Ｉに
大きな比率の高調波が含まれ、それが電流の直交
成分の検出に誤差を与え、制御不能になる現象が
あつた。即ち、それぞれのインバータの出力フイ
ルタ用コンデンサ１０３が、出力母線３に対して
直接接続されているため、他号機のコンデンサと
自号機のコンデンサが出力母線３の配線のインダ
クタンスを通して共振回路を形成する。この共振
周波数はケーブル配線の長さにもよるが、第７調
波程度より上の比較的高次の共振周波数を有する
場合が多い。並列接続されるインバータのいづれ
かが発生する高調波がこの共振回路に共振し、非
常に大きな高調波横流を生じる。この高調波横流
は演算回路１０９，１１０として同期整流回路を
適用した場合を例に考えると、次のような信号を
発生する。第５図ｂとｃに基本波横流信号ａを同
期整流した△Ｐ信号と△Ｑ信号を示す。いま一例
として基本波成分の△Ｉ信号はなく、第５調波成
分による△Ｉ信号が、高調波横流として第５図ｄ
のように存在する場合を考える。これを同期整流
すると△Ｐ信号成分として同図ｅに示す信号が、
また△Ｑ信号成分としてに示す信号が生じる。
この場合の△Ｑ信号は平均値が０となるが、ｅ
の△Ｐ信号はハツチングした部分が正の信号とし
て残る。△Ｐの正の信号はそのインバータの有効
電力分担が大きすぎることを意味するので、発振
器の周波数を一時的に下げ、インバータ１の位相
を遅らせるようにアンプ１１５によるPLL回路
が動作する。またインバータ２に対しては、第２
図ｄの高調波横流が逆位相となるので、インバー
タ２の△Ｐ信号は負となるため、インバータ２の
アンプ１１５はインバータ２の位相を進ませるよ
うに動作する。しかし実際には基本波成分につい
ては、インバータ１，２間の横流はなく、位相差
の調整を必要とする状況ではなく、上記の△Ｐ信
号によるPPL回路の動作は誤動作であつて、結
果として基本波の横流が増大し、並列運転が不可
能となる。第５図ｄ〜ｆの例では、第５調波と基
本波の位相関係を図示のように設定したが、位相
関係が変化すると、△Ｐ，△Ｑ信号とも、正負の
多様な値を取ることになる。従つて位相の制御だ
けでなく、△Ｑ信号の異常による電圧制御の異常
も生じる。なお、第５図の例では簡単のために第
５調波について示したが、その以外のｎ次調波に
ついても同様に、△Ｐと△Ｑに異常信号を生じる
ことは明らかであろう。一般にｎ次の高調波は同
期整流の結果、１／ｎのゲインの影響をもたら
し、第４図に示すような並列運転の制御系を不安
定とする。
このような問題点を解決するには、演算回路１
０９，１１０として、掛算器を用い、△Ｉ信号に
掛けるEA，EB信号として正弦波を用いれば良い
ことが知られている。しかし一般に掛算器は複雑
であるため、故障率が高く、かつ高価であるため
第４図のような装置に適用するには単純で信頼度
の高い同期整流回路が好ましい。
０９，１１０として、掛算器を用い、△Ｉ信号に
掛けるEA，EB信号として正弦波を用いれば良い
ことが知られている。しかし一般に掛算器は複雑
であるため、故障率が高く、かつ高価であるため
第４図のような装置に適用するには単純で信頼度
の高い同期整流回路が好ましい。
この発明は上記のような問題点を解消するため
になされたもので、主回路に高調波横流が存在し
ても安定な並列運転を行うことができるととも
に、並列運転を試験する際には、実際に主回路を
並列運転することなく、制御回路のみの並列運転
で試験を行うことができる交流出力変換装置の並
列運転制御装置を得ることを目的とする。
になされたもので、主回路に高調波横流が存在し
ても安定な並列運転を行うことができるととも
に、並列運転を試験する際には、実際に主回路を
並列運転することなく、制御回路のみの並列運転
で試験を行うことができる交流出力変換装置の並
列運転制御装置を得ることを目的とする。
この発明に係る交流出力変換装置の並列運転制
御装置は、インピーダンス要素に流れる電流が所
定の値になるようにPWM回路を制御するように
したものである。
御装置は、インピーダンス要素に流れる電流が所
定の値になるようにPWM回路を制御するように
したものである。
この発明における交流出力変換装置の並列運転
制御装置は、１号及び２号インバータに共通の負
荷を駆動する出力母線以外にインピーダンス要素
を介して制御母線を通して互いに接続し、負荷電
流を含まない横流のみが流れる該インピーダンス
要素に流れる電流を検出して出力変換装置間の電
流バランスを制御する。
制御装置は、１号及び２号インバータに共通の負
荷を駆動する出力母線以外にインピーダンス要素
を介して制御母線を通して互いに接続し、負荷電
流を含まない横流のみが流れる該インピーダンス
要素に流れる電流を検出して出力変換装置間の電
流バランスを制御する。
以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。図中第４図と同一の部分は同一の符号をもつ
て図示した第１図において、インバータ本体１０
０の出力端子にトランス１２０を接続する。そし
て、そのトランス１２０の２次側にインピーダン
ス要素であるリアクトル１２１とスイツチ１２２
を通して制御母線７へ接続する。
る。図中第４図と同一の部分は同一の符号をもつ
て図示した第１図において、インバータ本体１０
０の出力端子にトランス１２０を接続する。そし
て、そのトランス１２０の２次側にインピーダン
ス要素であるリアクトル１２１とスイツチ１２２
を通して制御母線７へ接続する。
ここで、トランス１２０は、インバータ１００
の容量が数十KVA程度のものであつても、数百
VA程度の小形のもので良い。またその２次側の
電圧は自由に選定することが出来るので、例えば
100Vに選定される。また、移送器１０８、演算
回路１０９，１１０、電圧設定回路１１１、電圧
制御回路１１３、基準発振器１０５及びPLLア
ンプ１１５から負荷分担制御手段が構成されてい
る。
の容量が数十KVA程度のものであつても、数百
VA程度の小形のもので良い。またその２次側の
電圧は自由に選定することが出来るので、例えば
100Vに選定される。また、移送器１０８、演算
回路１０９，１１０、電圧設定回路１１１、電圧
制御回路１１３、基準発振器１０５及びPLLア
ンプ１１５から負荷分担制御手段が構成されてい
る。
次に動作について説明する。
インバータ本体１００の定格電流に対応して、
リアクトル１２１の定格電流相当電流を１Ａとす
ると、本体のリアクトル１０２とトランス１０１
の合成インピーダンスが仮りに10％とすれば、リ
アクトル１２１とトランス１２０の合成インピー
ダンスは10Ωに設定される。また両者のインピー
ダンス角も出来るだけ合わせることが望ましい。
リアクトル１２１の定格電流相当電流を１Ａとす
ると、本体のリアクトル１０２とトランス１０１
の合成インピーダンスが仮りに10％とすれば、リ
アクトル１２１とトランス１２０の合成インピー
ダンスは10Ωに設定される。また両者のインピー
ダンス角も出来るだけ合わせることが望ましい。
このように設定すると、第１図の制御母線７へ
接続された回路は、並列運転を行う主回路に対
し、それから負荷とフイルタのコンデンサを除外
したモデルを構成している。即ち、主回路の等価
回路は第２図ａで示されるが、モデルは同図ｂの
等価回路で表わされている。第２図ａの場合には
電流I1に負荷電流と横流の両者が含まれるが、同
図ｂの場合には横流だけであるので、第４図の横
流検出回路１０７を設けることなく、横流△Ｉに
対応する第１図の電流I10を得ることができるの
で、CT１２３により例えば1A／0.1Aに変換し
て、横流信号△Ｉとし、以後第４図の説明と同じ
制御動作を行なわせることができる。
接続された回路は、並列運転を行う主回路に対
し、それから負荷とフイルタのコンデンサを除外
したモデルを構成している。即ち、主回路の等価
回路は第２図ａで示されるが、モデルは同図ｂの
等価回路で表わされている。第２図ａの場合には
電流I1に負荷電流と横流の両者が含まれるが、同
図ｂの場合には横流だけであるので、第４図の横
流検出回路１０７を設けることなく、横流△Ｉに
対応する第１図の電流I10を得ることができるの
で、CT１２３により例えば1A／0.1Aに変換し
て、横流信号△Ｉとし、以後第４図の説明と同じ
制御動作を行なわせることができる。
第３図に他の実施例を示す。簡単のため、第１
図と同一の部分は省略し、横流対応信号の検出部
分だけの回路図を示す。ここではＵ，Ｖ，Ｗ相の
変換ボール１３４，１３５，１３６のうち該１３
４とコンデンサ１３２，１３３とで構成した直流
電源の中点Ｎの間にトランス１２０の一次を接続
し、Ｕ相を代表相として取扱つている。
図と同一の部分は省略し、横流対応信号の検出部
分だけの回路図を示す。ここではＵ，Ｖ，Ｗ相の
変換ボール１３４，１３５，１３６のうち該１３
４とコンデンサ１３２，１３３とで構成した直流
電源の中点Ｎの間にトランス１２０の一次を接続
し、Ｕ相を代表相として取扱つている。
また、第４図と同一の符号は同一機能を表わす
ので説明を省略する。そして第３図では主回路と
の相似性をより高めるため、フイルタ用コンデン
サ１０３に相当するコンデンサ１２５を設けてい
る。また、２号インバータ２の同じコンデンサと
の共振を防ぐため、ダンピング抵抗１２６を設け
ている。このダンピング抵抗１２６は図示の抵抗
１２４のように、スイツチ１２２と直列に設ける
こともできる。
ので説明を省略する。そして第３図では主回路と
の相似性をより高めるため、フイルタ用コンデン
サ１０３に相当するコンデンサ１２５を設けてい
る。また、２号インバータ２の同じコンデンサと
の共振を防ぐため、ダンピング抵抗１２６を設け
ている。このダンピング抵抗１２６は図示の抵抗
１２４のように、スイツチ１２２と直列に設ける
こともできる。
尚、必要に応じ、主回路にはない共振フイルタ
用のリアクトル１３０とコンデンサ１３１を設け
ることにより、高調波をさらに充分に除去し、高
調波の影響を受けない制御信号を得ることが容易
となる。
用のリアクトル１３０とコンデンサ１３１を設け
ることにより、高調波をさらに充分に除去し、高
調波の影響を受けない制御信号を得ることが容易
となる。
以上説明した第３図の構成は、第１の特長とし
て制御回路を試験調整するとき出力開閉器１０４
を閉じることなく、スイツチ１２２だけを閉じて
制御母線７を通して、あらかじめ並列運転の予備
試験を行うことができるため試験調整や点検が容
易となるという大きな利点を実現できる。
て制御回路を試験調整するとき出力開閉器１０４
を閉じることなく、スイツチ１２２だけを閉じて
制御母線７を通して、あらかじめ並列運転の予備
試験を行うことができるため試験調整や点検が容
易となるという大きな利点を実現できる。
また、第２の特長としてはインバータの主回路
のフイルタ用コンデンサ１０３相互間に流れる高
調波横流の影響を受けない信号を検出することが
できるので、安定な制御系の設計が容易である。
のフイルタ用コンデンサ１０３相互間に流れる高
調波横流の影響を受けない信号を検出することが
できるので、安定な制御系の設計が容易である。
そして、上記の例では、インバータの主回路は
３相であるが、制御母線回路は単相である。これ
は通常の場合、インバータは３相を別個に制御せ
ず、一括制御するので、負荷バランスは代表とす
る一相について行なえばよいためである。なお、
３相全てについて、第３図に示す回路を設けれ
ば、よい速応性に優れた負荷バランスを行うこと
が可能である。
３相であるが、制御母線回路は単相である。これ
は通常の場合、インバータは３相を別個に制御せ
ず、一括制御するので、負荷バランスは代表とす
る一相について行なえばよいためである。なお、
３相全てについて、第３図に示す回路を設けれ
ば、よい速応性に優れた負荷バランスを行うこと
が可能である。
なお、上記説明では、同じ定格の定電圧定周
波・正弦波出力の電圧形インバータを例に説明し
たが、本発明の原理は、電流形インバータやサイ
クロコンバータなど、他の形式の変換装置にも全
く同様に適用しうる。また、定周波でなく、可変
周波数・可変電圧の矩形波出力インバータにも適
用しうるし、異なる容量の変換装置の間にも適用
しうることは云うまでもない。また、上記実施例
では、２台のインバータを並列運転するものにつ
いて説明したが、２台以上のインバータを並列運
転しても、制御母線７には接続台数に応じた平均
電圧が生じるため、２台以上の場合においても同
様に並列運転を行うことができる。
波・正弦波出力の電圧形インバータを例に説明し
たが、本発明の原理は、電流形インバータやサイ
クロコンバータなど、他の形式の変換装置にも全
く同様に適用しうる。また、定周波でなく、可変
周波数・可変電圧の矩形波出力インバータにも適
用しうるし、異なる容量の変換装置の間にも適用
しうることは云うまでもない。また、上記実施例
では、２台のインバータを並列運転するものにつ
いて説明したが、２台以上のインバータを並列運
転しても、制御母線７には接続台数に応じた平均
電圧が生じるため、２台以上の場合においても同
様に並列運転を行うことができる。
以上のように、この発明によれば、インピーダ
ンス要素に流れる電流が所定の値になるように
PWM回路を制御するように構成したので、主回
路に高調波横流が存在しても安定な並列運転を行
うことができるとともに、並列運転を試験する際
には、実際に主回路を並列運転することなく、制
御回路のみの並列運転で試験を行うことができ、
従つて、並列運転の信頼性が高く、しかも試験を
容易かつ安全に行うことができる装置が得られる
などの効果がある。
ンス要素に流れる電流が所定の値になるように
PWM回路を制御するように構成したので、主回
路に高調波横流が存在しても安定な並列運転を行
うことができるとともに、並列運転を試験する際
には、実際に主回路を並列運転することなく、制
御回路のみの並列運転で試験を行うことができ、
従つて、並列運転の信頼性が高く、しかも試験を
容易かつ安全に行うことができる装置が得られる
などの効果がある。
第１図はこの発明の一実施例のシステム構成を
示すブロツク図、第２図は第１図の原理を説明す
るための等価回路図、第３図は本発明の他の実施
例を示す回路図、第４図は従来の代表的実施例を
示すブロツク図、第５図は従来方式の問題点を説
明するための波形図である。 図において、１は１号インバータ、２は２号イ
ンバータ、３は出力母線、４は負荷、５と６は直
流電源、７は制御母線、１００はインバータ本
体、１０１は出力トランス、１０２はフイルタ用
リアクトル、１０３はフイルタ用コンデンサ、１
０６はCT、１０７は横流検出回路、１２０はト
ランス、１２１はリアクトル、１２２はスイツ
チ、１２３はCT、１２５と１３１は高調波フイ
ルタ用コンデンサ、１３０は共振フイルタ用リア
クトル、１２４と１２６はダンピング抵抗、１３
４，１３５及び１３６は変換ポールである。
示すブロツク図、第２図は第１図の原理を説明す
るための等価回路図、第３図は本発明の他の実施
例を示す回路図、第４図は従来の代表的実施例を
示すブロツク図、第５図は従来方式の問題点を説
明するための波形図である。 図において、１は１号インバータ、２は２号イ
ンバータ、３は出力母線、４は負荷、５と６は直
流電源、７は制御母線、１００はインバータ本
体、１０１は出力トランス、１０２はフイルタ用
リアクトル、１０３はフイルタ用コンデンサ、１
０６はCT、１０７は横流検出回路、１２０はト
ランス、１２１はリアクトル、１２２はスイツ
チ、１２３はCT、１２５と１３１は高調波フイ
ルタ用コンデンサ、１３０は共振フイルタ用リア
クトル、１２４と１２６はダンピング抵抗、１３
４，１３５及び１３６は変換ポールである。
Claims (1)
- １ 共通の負荷に対して並列運転すべく、並列接
続された複数台の可制御電圧および可制御周波数
の交流出力変換装置と、前記交流出力変換装置を
駆動するPWM回路と、前記各交流出力変換装置
の出力端に接続されたインピーダンス要素を、互
いに並列接続する負荷の接続されていない制御母
線と、前記インピーダンス要素に流れる電流が所
定の値になるように前記PWM回路を制御する負
荷分担制御手段とを備えた交流出力変換装置の並
列運転制御装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092691A JPS61254026A (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 交流出力変換装置の並列運転制御装置 |
| US06/826,930 US4677535A (en) | 1985-04-30 | 1986-02-07 | Power conversion system |
| CA502029A CA1271808C (en) | 1985-04-30 | 1986-02-17 | POWER SUPPLY CONVERSION SYSTEM |
| KR1019860002306A KR900008391B1 (ko) | 1985-04-30 | 1986-03-27 | 전력변환방식 |
| DE19863611885 DE3611885A1 (de) | 1985-04-30 | 1986-04-09 | Stromrichtersystem mit einer mehrzahl von stromrichtereinheiten |
| CH1507/86A CH670731A5 (ja) | 1985-04-30 | 1986-04-16 | |
| GB8609366A GB2175155B (en) | 1985-04-30 | 1986-04-17 | Power conversion system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092691A JPS61254026A (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 交流出力変換装置の並列運転制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61254026A JPS61254026A (ja) | 1986-11-11 |
| JPH0532977B2 true JPH0532977B2 (ja) | 1993-05-18 |
Family
ID=14061512
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60092691A Granted JPS61254026A (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 交流出力変換装置の並列運転制御装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4677535A (ja) |
| JP (1) | JPS61254026A (ja) |
| KR (1) | KR900008391B1 (ja) |
| CA (1) | CA1271808C (ja) |
| CH (1) | CH670731A5 (ja) |
| DE (1) | DE3611885A1 (ja) |
| GB (1) | GB2175155B (ja) |
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| US4816982A (en) * | 1987-11-23 | 1989-03-28 | Viteq Corporation | AC to DC power converter with integrated line current control for improving power factor |
| US4943902A (en) * | 1987-11-23 | 1990-07-24 | Viteq Corporation | AC to DC power converter and method with integrated line current control for improving power factor |
| US4964029A (en) * | 1988-05-18 | 1990-10-16 | Viteq Corporation | AC to DC power converter with input current waveform control for buck-boost regulation of output |
| JP2526992B2 (ja) * | 1988-05-30 | 1996-08-21 | 三菱電機株式会社 | 交流出力変換器の並列運転システム |
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| KR960000802B1 (ko) * | 1991-04-22 | 1996-01-12 | 미쓰비시 뎅끼 가부시끼가이샤 | 3상 교류 출력 변환기의 병렬 운전 제어장치 |
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| JPH04361308A (ja) * | 1991-06-07 | 1992-12-14 | Toshiba Corp | 系統無効電力制御装置 |
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| RU2752248C1 (ru) * | 2020-12-07 | 2021-07-23 | Федеральное Государственное Бюджетное Образовательное Учреждение Высшего Образования «Новосибирский Государственный Технический Университет» | Способ управления режимом параллельной работы синхронных генераторов в электрических сетях |
Family Cites Families (6)
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| DE2319319C3 (de) * | 1973-04-17 | 1979-12-06 | Brown, Boveri & Cie Ag, 6800 Mannheim | Stromversorgungssystem aus parallel arbeitenden Wechselstromerzeugern |
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| DE2451098C3 (de) * | 1974-10-28 | 1978-03-09 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Einrichtung zur Überwachung von zwei parallel arbeitenden Leistungsaggregaten |
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-
1985
- 1985-04-30 JP JP60092691A patent/JPS61254026A/ja active Granted
-
1986
- 1986-02-07 US US06/826,930 patent/US4677535A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-02-17 CA CA502029A patent/CA1271808C/en not_active Expired
- 1986-03-27 KR KR1019860002306A patent/KR900008391B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1986-04-09 DE DE19863611885 patent/DE3611885A1/de active Granted
- 1986-04-16 CH CH1507/86A patent/CH670731A5/de not_active IP Right Cessation
- 1986-04-17 GB GB8609366A patent/GB2175155B/en not_active Expired
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