JPH08251816A - 変流器回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】正負の直流電源を有する複数の変流器に対して
共通にの直流電源を用いた格別な変流器回路を提供する
ものである。 【構成】正負の直流電源が共通に設けられた複数の変流
器を二つのグル−プに分割し、かつ一方のグル−プと他
方のグル−プとで変流器一次電流の通流極性を逆にして
成るように構成したものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、正および負の直流電源
を必要とする変流器を複数個用いて本来、同一または相
似の電流が流れるべき複数の電流路の電流を検出し、同
一または相似の関係を保つ制御を行ったりあるいはこの
関係がくずれた異常な状態を検出するための変流器回路
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図６は一般に磁束制御形として知られる
変流器を用いた変流器回路の構成例を示すもので、ＤＣ
Ｔは変流器、Ｅｐ，Ｅｎは正，負の直流電源、Ｒは検出
抵抗である。ここに、変流器ＤＣＴは鉄心Ｔおよびその
一次巻線Ｎ1 ，二次巻線Ｎ2 と磁気センサＭＳからなる
交流変流器ＡＣＴと、増幅器ＡＭＰとトランジスタＴrp
とトランジスタＴrnとダイオードＤ1 とダイオードＤ2
とからなる。

【０００３】すなわち、変流器ＤＣＴには正負の直流電
源Ｅｐ，Ｅｎが接続されてなる。交流変流器ＡＣＴは、
鉄心Ｔには一般的に貫通導体である一次巻線Ｎ1 および
二次巻線Ｎ2 が巻回され、これにより周知の交流変流器
ＡＣＴが構成される。鉄心Ｔにはその磁束を検知する磁
気センサＭＳが設けられる。磁気センサＭＳの出力が増
幅器ＡＭＰにより増幅され、さらに増幅器ＡＭＰは、ト
ランジスタＴrp，Ｔrnを制御し、磁束の大きさと極性に
応じた電圧を磁束を打ち消す極性で二次巻線Ｎ2 に加え
ることによって、鉄心Ｔの磁束をほぼ零の状態に制御す
る。この結果、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 の電流とは
磁束が零状態の高精度の等アンペアターンの関係に保た
れるため、直流を含む高精度の電流検出が可能となる。
なお、Ｋ，Ｌ，ｋは周知の変流器入出力極性を示し、Ｋ
からＬへの通流極性電流に対して、検出電流はｋから流
出する極性となる。

【０００４】図７は図６による変流器回路が適用された
従来例を示すもので、１は主直流電源、２はインバー
タ、３は変圧器、41，42はフイルタリアクトル，フイタ
ルコンデンサ、５は負荷、61，62は変流器である。ここ
に、変圧器３に付された黒丸は巻線の極性を示し、一次
電流Ｉ11と二次電流Ｉ12が図示の極性関係にあることを
示す。また、変圧器３に偏磁が発生していない状態で
は、一次電流Ｉ11と二次電流Ｉ12とは巻線比に規制され
た相似の電流波形となる。さらにまた、変流器61，62と
直流電源71，82，72，82と検出抵抗91，92は、図６と同
じ構成品である。

【０００５】さらには、10は電圧設定器、11，13，16，
18，19は加算器、12，14は制御増幅器、15は三角波発生
器、17はコンパレータ、20は異常検出器である。図７に
おいては、例えば50Hzまたは60Hz正弦波の設定電圧を電
圧設定器10が出力し、加算器11にて電圧設定器10出力と
負荷５の電圧Ｖ0 との誤差電圧を出力し、これを制御増
幅器12により増幅してインバータ２の出力電流指令Ｉr
を得る。そして、出力電流指令Ｉr に対して変流器61に
より検出された一次電流Ｉ11がフィードバックされ、加
算器13にて得られる誤差電流を制御増幅器14により増幅
する。

【０００６】また、三角波発生器15，加算器16およびコ
ンパレータ17は周知のパルス幅制御回路を構成する。す
なわち、加算器16により制御増幅器14の出力電圧と三角
波発生器15の出力電圧との差電圧を得、コンパレータ17
による比較出力を得ることにより、制御増幅器14出力に
対応したパルス幅を有するパルス列を発生する。さらに
は、インバータ２の図示されていないスイッチング素子
がコンパレータ17の出力パルス列を制御信号としてオン
オフ動作することにより、インバータ２は主直流電源１
の直流をパルス幅制御された交流に変換し、変圧器３を
介してフイルタリアクトル41およびフイルタコンデンサ
42により、高周波リップル成分を除去して電圧Ｖ0 を
得、負荷５に電力供給される。これらの結果、電圧Ｖ0
は電圧設定器10の設定電圧と一致したものとなる。

【０００７】一方、インバータ２のスイッチング素子の
電圧降下あるいはスイッチング時間のバラツキなどによ
り、インバータ２の出力電圧には直流成分が含まれ、変
圧器３を偏磁させる。一般には、変圧器３の一次抵抗は
非常に小さいため、僅かな直流成分でも大きな偏磁電流
が発生する。その偏磁は、電圧Ｖ0 の波形を歪ませ，変
圧器３の騒音を増大させ，スイッチング損失の増大によ
りスイッチング素子を破損させるなどの障害をきたす。

【０００８】かような障害の発生を防止するため、図７
においては、変流器62と加算器18，19と異常検出器20が
設けられている。すなわち、変流器62により二次電流Ｉ
12を検出し、加算器18により一次電流Ｉ11との差、した
がって偏磁電流を検出する。そして、検出された偏磁電
流は加算器19により電圧設定器10の出力に減算され、偏
磁が発生する極性の電圧が低下し、偏磁が防止される。
また、このような制御にもかかわらず過大な偏磁電流が
発生した場合、異常検出器20により、規定以上の偏磁が
発生したことを検出し、図示しない手段によりインバー
タ２を停止するものとなっていた。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】単相インバータで示し
た図７の従来例では、本来、相似の一次電流と二次電流
を検出するための２個の変流器の電源として、４個の直
流電源を必要とする。同様に、三相インバ−タの場合に
は６個の変流器が必要であって、したがって12個の直流
電源が必要である。また、大容量出力のために一般に行
われている複数個の三相インバータの並列接続によるも
のは、さらに並列接続台数倍された多数の直流電源が必
要となる。このような多数の直流電源は、装置を降下で
かつ大型なものとし、加えて、装置の信頼性を低下させ
るものとなる。

【００１０】なお、不経済，大型化ならびに低信頼性を
改善するために、複数の変流器に対して、単に正および
負の１対の直流電源とすることが考えられる。しかしな
がら、かような構成によれば、正または負のいずれかの
直流電源が故障した場合、全ての変流器において正また
は負のいずれかの電流の検出が不可能となり、制御が不
可能となるばかりか異常検出をも不可能となる。そのた
め、スイッチング素子の破壊も広範囲に及び、装置の復
旧に長時間を要するものとなってしまう。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑み、正および負の直流電源を必要とする変流器を
複数個要い、本来、同一または相似であるべき電流路の
電流を検出する変流器回路であって、複数個の変流器に
対して共通な正および負の直流電源を設けるとともに、
その複数個の変流器を二つのグループに分け、一方のグ
ループの変流器と他方のグループの変流器とで変流器一
次電流の通流極性を逆にする構成としたものである。

【００１２】

【作用】かかる解決手段により、直流電源の数が大巾が
低減されて装置の低価格化，小型化および高信頼正が達
成できるとともに、異常を確実に検出してスイッチング
素子を破壊することなく、インバータを安全に停止する
ことができる。以下に、本発明をさらに図面に基づい
て、詳細説明する。

【００１３】

【実施例】図１は図７に類した本発明か適用された第１
の実施例の要部構成を示すもので、 611， 621は変流
器、73，83は直流電源、 911， 921は検出抵抗、 181は
加算器である。すなわち、図１の回路構成における図７
との相違点は、変流器 611， 621に共通の正および負の
１対の直流電源73，83を設けた点、変流器 611に対して
変流器621の一次巻線通流極性を逆にした点、およびこ
の結果として加算器 181に加える変流器 621出力の極性
を反転した点にある。つぎに、図１構成の各部波形を図
２および図３に示す。

【００１４】図２は図１における正常時の波形例を示
し、（ａ）は一次電流Ｉ11および二次電流Ｉ12の波形を
示す。ここに、単純化のため変圧器３の巻線比を（１：
１）とし、かつ一次電流Ｉ11に対し数％程度しかない励
磁電流を無視して同一波形として示している。図２
（ｂ）は変流器 611による検出波形を示し、したがって
一次電流Ｉ11と同一の波形が検出される。図２（ｃ）は
変流器 621による検出波形を示し、したがって二次電流
Ｉ12と逆極性の波形で検出される。

【００１５】図２（ｄ）は加算器 181の出力波形を示
し、変流器 611による一次電流の検出波形と変流器 621
による二次電流の逆極性での検出波形を加算したもの、
すなわち変圧器３の励磁電流の検出波形である。この波
形は加算器19に加えられ、電圧設定器10の出力電圧から
減算する。その結果、励磁電流中の直流成分である励磁
電流はほぼ零に制御される。なお、図２（ｄ）による励
磁電流検出波形は前述したように十分に小さく、したが
って異常検出器20が異常を検出することはない。

【００１６】図３は図１における負の直流電源が故障し
てその出力が零となった場合の動作の模式波形例を示
す。いま、負の直流電源83の出力が零の場合、正方向す
なわちＫからＬへの方向の一次巻線通流電流に対しては
磁束の零制御能力を保持するため精度の良い検出が可能
であるが、負方向すなわちＬからＫへの一次巻線通流電
流に対しては磁束の零制御能力が欠如するため、鉄心が
飽和して出力が零となる。このため、制御増幅器12によ
るインバータ２の出力電流指令Ｉr に対し負方向のフィ
ードバックが欠落するため、この極性での出力電流は膨
大となって、スイッチング素子が破壊する結果となる。
しかしながら、図３では説明の便宜上、インバータ出力
電流すなわち一次電流Ｉ11は正負対称になるものとして
示している。

【００１７】すなわち、図３（ａ）は一次電流Ｉ11およ
び二次電流Ｉ12の波形を示す。図３（ｂ）は変流器 611
による検出波形を示し、一次電流Ｉ11の正側電流すなわ
ち変流器 611のＫからＬへの一次巻線通流極性電流に対
しては一次電流Ｉ11と同一の波形が検出されるが、負側
電流は検出されず零となる。図３（ｃ）は変流器 621の
検出波形を示す。変流器 621の一次巻線通流極性は変流
器 611とは逆に構成されており、このため、二次電流Ｉ
12の負側電流すなわち変流器のＫからＬへの一次巻線通
流極性電流に対しては二次電流Ｉ12と同一の波形が検出
されるが、正側電流は検出されず零となる。図３（ｄ）
は加算器 181の出力波形を示し、すなわち、正側は一次
電流Ｉ11と同一，負側は二次電流Ｉ12と同一で負の波形
で検出されることになり、図２による僅か数％の検出出
力に比して極めて大きな出力が検出される。それ故、異
常検出器20は規定を越えた過大な加算器 181出力を得、
インバータ２を停止する。なお、正側の直流電源73が故
障した場合も検出極性が変化するのみであって、全く同
様となる。

【００１８】図３の説明では便宜的に（ａ）に示すよう
な電流が継続するかの如きとしているが、実際にはいず
れかの電源の故障または劣化等により、変流器鉄心の零
制御が無効になった結果として鉄心が飽和し、変流器の
出力が低下し瞬間に上述した状況が発生することは明ら
かである。よって、高速でかつインバータ出力電流が異
常に成長するはるか以前の安全な状態で異常を検出する
ことができ、インバータを安全に停止することができ
る。

【００１９】図４は三相インバータにおける変圧器の偏
磁制御および異常検出に適用した本発明の第２の実施例
の要部構成を示す。図４においては、31は三相の変圧
器、 411， 412， 413はフイルタリアクトル、421， 42
2， 423はフイルタコンデンサ、51，52，53は負荷を示
す。ここに、偏磁のない状態では変圧器31の一次電流Ｉ
11，Ｉ21，Ｉ31と二次電流Ｉ21，Ｉ22，Ｉ23は、それぞ
れ巻数比に規制された相似の電流波形となる。

【００２０】また、各相の一次電流Ｉ11，Ｉ21，Ｉ31を
検出する変流器 621， 613， 614および各相の二次電流
Ｉ21，Ｉ22，Ｉ23を検出する変流器 622， 623， 624が
設けられ、これらの変流器に共通に正および負の１対の
直流電源74，84が設けられてなる。 912， 913， 914，
922， 923は検出抵抗である。ここで、変流器 612〜変
流器 614の一次巻線通流極性に対する変流器 622〜変流
器 624の一次巻線通流極性は図示のように逆極性とし、
この結果、加算器 182，183， 184には変流器 622， 62
3， 624の出力極性を逆転して加えられている。

【００２１】さらにまた図４においては、例えば、 11
1， 131， 161， 191は加算器、 121， 141は制御増幅
器、 171はコンパレータ、 201は異常検出器、また、 1
01は電圧設定器、 151は三角波発生器である。かような
構成により、本実施例は三相と単相の相違があるだけで
図１と全く同様に動作し、特に変圧器31の偏磁電流がほ
ぼ零に抑制され、加算器 181， 182，183には数％の励
磁電流が検出されるものである。そして、正または負の
直流電源74，84のいずれかに故障が発生した場合にも図
１と全く同様に動作し、加算器 181， 182， 183には極
めて大きな出力が得られ、異常検出器 201， 202， 203
も同様に動作できる。

【００２２】図５は図１に類して表した単相インバータ
の並列制御に適用された本発明の第３の実施例の要部構
成を示すもので、 201， 202のインバータ、 321， 322
は変圧器、 615， 616は変流器、74，84は直流電源、9
3，94は検出抵抗、 134， 164， 165は加算器、 144，
145は制御増幅器、 152は三角波発生器、 174， 175は
コンパレータである。

【００２３】さて、インバータ 201の出力電流Ｉ11とイ
ンバータ 202の出力電流Ｉ41とはバランスした同一値で
あることが望ましいが、各インバータ内のスイッチング
素子の電圧降下やスイッチング時間のバラツキから差異
が生じるため、バランスさせる制御が必要となる。図５
においては、出力電流Ｉ11を検出する変流器 615および
出力電流Ｉ41を検出する変流器 616に、共通に正および
負の１対の直流電源75，85が配されてなるものである。
その変流器 615の一次巻線通流極性に対する変流器 616
の一次巻線通流極性を逆極性とし、この結果、加算器 1
35，18には変流器 616の出力極性を逆転し加えられてな
る。

【００２４】図５の構成により、出力電流Ｉ11および出
力電流Ｉ41は出力電流指令Ｉr に一致するように制御さ
れ、出力電流Ｉ11，Ｉ41はバランスした同一値となり、
加算器18には僅かな誤差電流のみが出力されることとな
って、異常検出器20が異常を検出することはない。正ま
たは負の直流電源75，85のいずれかに故障が発生した場
合には、図１および図４と全く同様に、加算器18には大
きな出力が発生して異常検出器20を作用し得ることは勿
論である。

【００２５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、複
数の変流器に対して共通の直流電源を用いることができ
るため、装置の低価格化，小型化および高信頼性化を図
ることかできる。また、共通化した直流電源の一方が故
障しても、これを確実に検出してインバータを安全に停
止できるため、スイッチング素子の破損が防止でき短時
間の装置復旧が可能である。本説明ではインバータの変
圧器の偏磁電流の制御，異常検出および並列運転でのバ
ランス制御，異常検出について述べたが、本発明は、こ
れらの適用例に限定されるものではないことは以上の説
明から明らかである。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明の第１の実施例が適用された一例
を示す系統図である。

【図２】図２は図１における正常時の波形例を示す図で
ある。

【図３】図３は図１における異常時の波形例を示す図で
ある。

【図４】図４は本発明の第２の実施例が適用された一例
を示す系統図である。

【図５】図５は発明の第３の実施例が適用された一例を
示す系統図である。

【図６】図６は変流器回路の構成例を示す回路図であ
る。

【図７】図７は変流器回路が適用された従来例を示す系
統図である。

【符号の説明】

ＤＣＴ 変流器 ＡＣＴ 交流変流器 ＡＭＰ 増幅器 Ｔrp トランジスタ Ｔrn トランジスタＴrp Ｅｐ 直流電源 Ｅｎ 直流電源 Ｒ 検出抵抗 １ 主直流電源 ２ インバータ ３ 変圧器 41 フイルタリアクトル 42 フイルタコンデンサ ５ 負荷 61 変流器 62 変流器 71 変流器 72 直流電源 73 直流電源 74 直流電源 75 直流電源 81 直流電源 82 直流電源 83 直流電源 84 直流電源 85 直流電源 91 検出抵抗 92 検出抵抗 93 検出抵抗 94 検出抵抗 10 電圧設定器 12 制御増幅器 14 制御増幅器 15 三角波発生器 17 コンパレータ 20 異常検出器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 同一または相似であるべき電流路の電流
   を検出する正負の直流電源を有する複数個の変流器を用
   いてなる変流器回路であって、前記正負の直流電源が共
   通に設けられた複数の変流器を二つのグループに分割
   し、かつ一方のグループと他方のグループとで変流器一
   次電流の通流極性を逆にして成ることを特徴とする変流
   器回路。