JPH0532978B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は複数台の交流出力変換装置を共通の
負荷に対して並列運転する電源システムにおい
て、上記交流出力変換装置間の電流バランスを制
御する交流出力変換装置の並列運転制御装置に関
する。

〔従来の技術〕

第８図は例えば特公昭53−36137号公報及び特
公昭56−13101号公報に示された従来の並列運転
制御装置の回路構成を示すブロツク図であり、図
において、１は１号機のインバータ、２は２号機
のインバータ、３は出力母線、４は負荷である。

上記１号機のインバータ１はインバータ本体１
００、出力トランス１０１、フイルタ用リアクト
ル１０２、同コンデンサ１０３を主要構成要素と
し、直流電源５の電力を交流に変換し、出力開閉
器１０４を通して出力母線３へ供給している。

また、上記２号機のインバータ２は図示省略し
たが１号機のインバータ１と同じ構成であつて、
この１号機のインバータ１と出力母線３を通して
並列運転しつつ負荷４へ電力を供給している。

１号機のインバータ１と２号機のインバータ２
が並列運転するためには、１号機のインバータ１
の出力電流I₁から変流器CT１０６により検出信
号I_1aを得る。同じく２号機のインバータ２から
得られた検出信号I_2aとの差、即ち、横流に相当
するΔI信号を横流検出器１０７により得る。

次に、移相器１０８より直交する２つの電圧ベ
クトルE_AとE_Bを作り、ΔI信号から演算回路１０
９，１１０によりそれぞれ無効電力対応成分ΔQ
と有効電力対応成分ΔPを得る。

１号機のインバータ１は電圧設定回路１１１と
電圧帰環回路１１２の信号にもとづき、電圧制御
回路１１３がPWM回路１１４を介して、インバ
ータ本体１００のパルス巾変調を行ない、内部発
生電圧を制御する。

一方、前述の無効電流応成分ΔQは電圧制御回
路１１３へ補助信号的に与えられ、インバータ本
体１００の内部発生電圧を数％程度調節すること
により、無効電流対応成分ΔQを零にするように
動作する。

他方、前述の有効電力対応成分ΔPはPLL回路
を構成するアンプ１１５を通し、基準発振器１０
５の周波数の微調整を行なうことにより、インバ
ータ本体１００の内部発生電圧の位相を制御し、
有効電力対応成分ΔPを零にするように動作する。

このようにして、電圧と位相を制御することに
より、無効電流対応成分ΔQと有効電力対応成分
ΔPをともに零にすることによつて、２台のイン
バータ１，２間の横流がなくなり、安定な負荷の
分担が行なわれる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流出力変換装置の並列運転制御装置は
上記の構成であるから、下記に説明するような２
つの大きな問題点がある。

まず、第１の問題点は並列運転の試験調整の困
難さということである。即ち、このような並列運
転方式を適用したインバータシステムが、予定通
り正常に運転するか否かを試験・点検することが
必要となることが多い。

しかし、第８図のシステムでは、これが正常に
運転するか否かは、インバータ１と同２を出力母
線３へ接続し、実際に運転してみるしか方法はな
い。

ところが、周知の通り、一般のインバータは過
電流耐量が150％程度しかないため、第８図のシ
ステムを実際に運転しながら制御回路の異常の有
無を調査したり、制御の応答性を調節したりする
ことは非常に困難である。

実際には第８図の制御回路のそれぞれの要素を
それぞれ完全に試験調整し、また、要素間の配線
の誤りなども皆無であることを確認したのち、始
めて第８図のシステム全体の運転試験を行いう
る。

このように、充分慎重な確認の上並列運転を行
なつても、予想外の不良により過大な横流が流
れ、インバータが転流失敗して損傷を受けること
が少くない。

このことは、故障（特に再現性の悪い時々発生
する接触不良などの故障）が生じたときの調査や
定期点検などの作業が非常に困難であることを意
味する。

次に第２の問題点は高調波横流による制御不能
現像である。即ち、それぞれのインバータの出力
電流I₁に含まれる予想外の高調波横流により、検
出された横流信号ΔIに大きな比率の高調波が含
まれ、それが電流の直交成分の検出に誤差を与
え、制御不能となる現象を生じる。

それぞれのインバータの出力フイルタのコンデ
ンサ１０３が、出力母線３にして直接接続されて
いるため、他号機のコンデンサと自号機のコンデ
ンサが上記出力母線３の配線のインダクンスを通
して共振回路を形成する。この共振回路の共振周
波数はケーブル配線の長さにもよるが、第７調波
程度より上の比較的高次の共振周波数を有する場
合が多い。並列接続されるインバータのいづれか
が発生する高調波がこの共振回路に共振し、非常
に大きな高調波横流を生じる。

この高調波横流は演算回路１０９，１１０とし
て同期整流回路を適用した場合を例に考えると、
次のような信号を発生する。

第９図ｂとｃに基本波横流信号ａを同期整流し
た有効電力対応成分ΔPと無効電力対応成分ΔQを
示す。いま一例として、基本波成分のΔI信号は
なく、第５調波成分によるΔI信号が、高調波横
流として第９図ｄのように存在する場合を考え
る。

これを同期整流すると有効電力対応成分ΔPと
して同図ｅに示す信号が、また、無効電力対応成
分ΔQとして同図ｆに示す信号が生じる。

この場合、第９図ｆの無効電力対応成分ΔQは
平均値が０となるが、第２図ｅの有効電力対応成
分ΔPはハツチングした部分が正のの信号として
残る。この有効電力対応成分ΔPの正の信号はそ
のインバータの有効電力分担が大きすぎることを
意味するので、発振器の周波数を一時的に下げ、
インバータ１の位相を遅らせるようにアンプ１１
５によるPLL回路が動作する。

また、インバータ２に対しては、第２図ｄの高
調波横流が逆位相となるので、インバータ２の有
効電力対応成分ΔPは負となるため、インバータ
２のアンプ１１５はインバータ２の位相を進ませ
るように動作する。

しかし、実際には基本波成分については、イン
バータ１，２間の横流はなく、位相差の調整を必
要とする状況ではなく、上記の有効電力対応成分
ΔPによるPPL回路の動作は誤動作であつて、結
果として基本波の横流が増大し、並列運転が不可
能となる。

第９図ｄ〜ｆの例では、第５調波と基本波の位
相関係を図示のように設定したが、位相関係が変
化すると、有効電力対応成分ΔP、無効電力対応
成分ΔQとも、正負の多様な値を取ることにな
る。従つて、位相の制御だけでなく、無効電力対
応成分ΔQの異常による電圧制御の異常も生じ
る。

なお、第９図の例では簡単のために第５調波に
ついて示したがそれ以外のｎ次調波についても同
様に、有効電力対応成分ΔPと無効電力対応成分
ΔQに異常信号を生じることは明らかである。

一般にｎ次の高調波は同期整流の結果、１／ｎ
のゲインの影響をもたらし、第８図に示すような
並列運転の制御系を不安定とする。

このような問題点を解決するには、演算回路１
０９，１１０として、掛算器を用い、ΔI信号に
掛けるE_A，E_B信号として正弦波を用いれば良い
ことが知られている。

しかし、一般に掛算器は複雑であるため、故障
率が高く、かつ、高価であるため第８図のような
装置に適用するには単純で信頼度の高い同期整流
回路が好ましい。

この発明は上記のような問題点を解消するため
になされたもので、主回路に高調波横流が存在し
ても安定な並列運転を行うことができるととも
に、並列運転を試験する際には、実際に主回路を
並列運転することなく、制御回路のみの並列運転
で試験を行うことができる交流出力変換装置の並
列運転制御装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流出力変換装置の並列運転制
御装置は、並列運転すべき複数台の交流出力変換
装置に並列運転制御用の模擬変換装置を設け、こ
の模擬変換装置の出力端からインピーダンス要素
を介して模擬母線へ並列接続し、前記インピーダ
ンス要素に流れる電流が所定の値になるように制
御する負荷分担制御手段を具備したものである。

〔作用〕

この発明における模擬変換装置は、並列運転制
御することにより、交流出力変換装置の並列運転
の試験調整を可能とし該交流出力変換装置間の高
調波構成が存在しても安定な並列運転の負荷分担
を可能とする。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を前記第８図と同一
部分に同一符号を付した第１図について説明す
る。第１図において、１１９はインバータ本体１
００と共通のPWM回路１１４により駆動される
模擬インバータ、１２０は模擬インバータ１１９
の出力を変成するトランス、１２１はトランス１
２０の出力端に接続したリアクトル、７はスイツ
チ１２２を通してリアクトル１２１へ接続した模
擬母線である。なお、図中の移相器１０８、演算
回路１０９，１１０、PLLアンプ１１５などで
負荷分担制御手段を構成している。

上記模擬インバータ１１９の直流入力には絶縁
アンプ１１８が接続されているが、絶縁アンプ１
１８によつて主回路の直流電源５から絶縁すると
ともに直流電源５の電圧E_Dと比例した直流電圧
E_Cを得ることを目的としている。

また、模擬インバータ１１９はインバータ本体
１００の容量が数十KVA以上であつても数十
VA程度の小さなものでよい。その出力電圧は前
記直流電圧E_Cとトランス１２０とにより任意に
選ぶことが出来るので、例えば100Vに選定され
る。

また、インバータの定格電流に対応して、リア
クトル１２１の定格電流相当電流を0.1Aとする
と、インバータ本体１００のリアクトル１０２と
トランス１０１との合成インピーダンスが仮りに
10％とすれば、リアクトル１２１のインピーダン
スは100Ωに設定される。また、両者のインピー
ダンス角もできるだけ合わせることが望ましい。

このように設定すると、第１図の模擬母線７へ
接続された回路は、並列運転を行う主回路に対
し、それから負荷４とフイルタのコンデンサを除
外したモデルを構成している。即ち、主回路の等
価回路は第２図ａであるが、モデルｂの等価回路
となつている。

第２図ａの場合は電流i₁に負荷電流と横流の両
者が含まれるが、第２図ｂの場合は横流だけであ
るので、前記第８図に示す従来の並列運転制御回
路に必要とされた横流検出回路１０７を設けるこ
となく、横流ΔIに対応する第１図の電流I₁₀を得
ることができるので、変流器CT１２３により例
えば0.1A／0.1Aに変換して、横流信号ΔIとし、
以後、前記第８図について説明したとの同じ制御
動作を行なわせることができる。

第３図にこの発明の他の実施例を示す。簡単化
のため、第１図と同じ部分は省略し、横流対応信
号の検出部分だけの回路図を示している。ここで
はｕ，ｖ，ｗ相の変換ポール１３４，１３５，１
３６のうちｕ相の変換ポール１３４に対応した変
換ポール１３７を模擬インバータ１１９として、
変換ポール１３７とコンデンサ１３２，１３３で
作つた直流電源の中点Ｎとの間にトランス１２０
の１次を接続しｕ相を代表相として取つている。

第３図において、前記第８図と同一番号は同一
機能を表わすので説明を省略するが、第３図では
主回路との相似性をより高めるため、フイルタコ
ンデンサ１０３に相当するコンデンサ１２５を設
けている。また、２号機のインバータ２の同じコ
ンデンサとの共振を防ぐため、ダンピング抵抗１
２６をコンデンサ１２５と直列に設けている。こ
のダンピング抵抗１２６は図示の抵抗１２４のよ
うに、スイツチ１２２と直列に設けることもでき
る。

また必要に応じ、主回路にはない共振フイルタ
用のリアクトル１３０とコンデンサ１３１を設け
ることにより、高調波をさらに充分に除去し、高
調波の影響をを受けない制御信号を得ることが容
易である。

以上、説明した第３図の構成は、第１の特徴と
して制御回路を試験調整するとき、出力開閉器１
０４を閉じることなくスイツチ１２２だけを閉
じ、模擬母線７を通して、あらかじめ並列運転の
予備試験を行うことができるため、試験調整や点
検が容易であるという大きな利点を実現すること
ができる。なお、通常の並列運転においては、出
力開閉器１０４とスイツチ１２２とは図示例のよ
うに連動させて開閉させる。

また、第２の特徴として、インバータの主回路
のフイルターコンデンサ１０３相互間に流れる高
調波横流の影響を受けない信号を検出することが
できるで、安定な制御系の設計が容易である。

上記の実施例では、インバータの主回路は３相
であるが、模擬母線回路は単相である。これは、
通常の場合、インバータは３相を別個に制御せ
ず、一括制御するので、負荷バランスは代表とす
る１相について行なえばよいためである。

なお、３相全てについて、第３図に示す回路を
設ければ、より速応性の優れた負荷バランスを行
うことが可能である。

第４図、第５図、第６図並びに第７図はこの発
明の他の実施例を示す。簡単のため前記第１図と
同一の部分は省略している。

まず、第４図はインバータ本体１００の主回路
と模擬インバータ１１９との絶縁手段として
DC／DCコンバータ１１７を設けたもので、
DC／DCコンバータ１１７により直流電源５と模
擬インバータ１１９が絶縁されているため、模擬
インバータの出力側のトランスを省略したもので
ある。DC／DCコンバータ１１７は絶縁アンプ等
でもよく、直流電圧を入力しそれに比例した適当
なレベルの直流電圧を出力しかつ絶縁の機能を有
するものであればよい。

第５図は模擬インバータ１１９を複数の相数設
け、適当な位相差（例えば60゜）で運転して、出
力をトランス１２０の２次巻線で合成することに
より、模擬母線７へ出力する電圧に含まれる高調
波時に、低次の高調波を低減し、結果として横流
検出信号ΔIに含まれる高調波を低減することを
特徴とするものである。

第６図はインバータ本体１００の直流電源５が
共通の場合などに適用できるもので、模擬インバ
ータ１１９の入力として主回路の直流電源５とは
独立の一定電圧の直流電源１１６を設けたもので
ある。直流電源１１６は例えば装置の制御電源等
の定電圧電源が利用できる。なお、直流電源５か
らDC／DCコンバータで一定電圧の直流電源１１
６を作つてもよい。

第７図は第１図に示す実施例において、横流検
出信号ΔIの通路にフイルタ回路１４０を設けて
高調波の低減を行なうもので、制御信号レベルで
あるため、極めて小型、かつ、安価な利点があ
る。フイルタ回路１４０は抵抗、コンデンサから
成るものでも、アンプ等の能動素子を含むもので
もよい。第７図の実施例は前記第３図〜第６図に
も適用することができる。

なお、上記説明では、同じ定格の定電圧定周
波・正弦波出力の電圧形インバータを例に説明し
たが、この発明の原理は、電流形インバータやサ
イクロコンバータなど、他の形式の交流出力変換
装置にも全く同様に適用し得る。また、定周波・
定電圧でなく、可変周波数・可変電圧の矩形波出
力インバータにも適用し得るし、異なる容量の交
流出力変換装置の間にも適用し得ることは云うま
でない。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、インピーダ
ンス要素に流れる電流が所定の値になるように
PWM回路を制御するように構成したので、主回
路に高調波横流が存在しても安定な並列運転を行
うことができるとともに、並列運転を試験する際
には、実際に主回路を並列運転することなく、制
御回路のみの並列運転で試験を行うことができ、
従つて、並列運転の信頼性が高く、しかも試験を
容易かつ安全に行うことができる装置が得られる
などの効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流出力変
換装置の並列運転制御装置を示すブロツク図、第
２図は第１図の原理を説明するための等価回路
図、第３図乃至第７図はこの発明の他の実施例を
示す要部のブロツク図、第８図は従来の交流出力
変換装置の並列運転制御装置を示すブロツク図、
第９図は横流の直交成分を検出する演算回路の原
理を説明する図である。 １，２は交流出力変換装置（インバータ）、３
は出力母線、４は負荷、７は模擬母線、１１９は
模擬インバータ。なお、図中、同一符号は同一又
は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 共通の負荷に対して並列運転すべく、並列接
   続された複数台の可制御電圧および可制御周波数
   の交流出力変換装置と、前記各交流出力変換装置
   を駆動するPWM回路と同一のPWM回路により
   駆動され、前記各交流出力変換装置の動作を模擬
   する模擬インバータと、前記各模擬インバータの
   出力端に接続されたインピーダンス要素を介して
   前記各模擬インバータを並列接続する模擬母線
   と、前記インピーダンス要素に流れる電流が所定
   の値になるように前記PWM回路を制御する負荷
   分担制御手段とを備えた交流出力変換装置の並列
   運転制御装置。