JPH0530753A - 正弦波インバータ回路 - Google Patents
正弦波インバータ回路Info
- Publication number
- JPH0530753A JPH0530753A JP3204714A JP20471491A JPH0530753A JP H0530753 A JPH0530753 A JP H0530753A JP 3204714 A JP3204714 A JP 3204714A JP 20471491 A JP20471491 A JP 20471491A JP H0530753 A JPH0530753 A JP H0530753A
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- JP
- Japan
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- output
- switching element
- sine wave
- input
- side switching
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力と出力の絶縁が容易で、トランスを小型
化できる正弦波インバータ回路を得る。 【構成】 第１のフォワード・コンバータ１０とその出
力を結ぶ出力側スイッチング素子のＦＥＴＱ4 と、第２
のフォワード・コンバータ１２とその出力を結ぶ出力側
スイッチング素子のＦＥＴＱ3 と、これらを制御する制
御部１４及び直流電源ＶI から構成されている。第１及
び第２のフォワード・コンバータ１０，１２の出力端子
の各一端を共通に接続し、他端を正弦波の出力端子とす
る。
化できる正弦波インバータ回路を得る。 【構成】 第１のフォワード・コンバータ１０とその出
力を結ぶ出力側スイッチング素子のＦＥＴＱ4 と、第２
のフォワード・コンバータ１２とその出力を結ぶ出力側
スイッチング素子のＦＥＴＱ3 と、これらを制御する制
御部１４及び直流電源ＶI から構成されている。第１及
び第２のフォワード・コンバータ１０，１２の出力端子
の各一端を共通に接続し、他端を正弦波の出力端子とす
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流を交流に変換する
正弦波インバータ回路に関するものである。更に詳しく
述べると、２個の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとそれら
の出力側に設けたスイッチング素子を組み合わせて、入
出力間の絶縁と小型化を図ったインバータ回路に関する
ものである。
正弦波インバータ回路に関するものである。更に詳しく
述べると、２個の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとそれら
の出力側に設けたスイッチング素子を組み合わせて、入
出力間の絶縁と小型化を図ったインバータ回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】インバータ回路は直流を交流に変換する
機能を持ち、モータや照明等の駆動制御電源に使用され
ている。インバータ回路の中にはスイッチング素子を使
用するものがあり、この種のインバータ回路の出力制御
にはパルス幅変調方式が多く採用されている。これはス
イッチング動作周波数を固定したままパルス幅を可変し
て出力を制御し、平滑することで所望の出力電圧を得る
方式である。特に、このパルス幅を正弦波に比例させて
配列することで良好な正弦波出力が得られる。
機能を持ち、モータや照明等の駆動制御電源に使用され
ている。インバータ回路の中にはスイッチング素子を使
用するものがあり、この種のインバータ回路の出力制御
にはパルス幅変調方式が多く採用されている。これはス
イッチング動作周波数を固定したままパルス幅を可変し
て出力を制御し、平滑することで所望の出力電圧を得る
方式である。特に、このパルス幅を正弦波に比例させて
配列することで良好な正弦波出力が得られる。
【０００３】図４に従来の正弦波インバータ回路の代表
例を示す。これはフルブリッジ型インバータ回路であ
る。この回路にはスイッチング素子として電界効果型ト
ランジスタ（以後ＦＥＴと呼ぶ）を使用する。フルブリ
ッジ型インバータ回路は、４個のＦＥＴＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ
3 ，Ｑ4 をブリッジ状に結線したスイッチング回路４０
と、チョークコイルＬとコンデンサＣからなる平滑回路
４２と、各ＦＥＴを制御し駆動する制御部４４から構成
される。
例を示す。これはフルブリッジ型インバータ回路であ
る。この回路にはスイッチング素子として電界効果型ト
ランジスタ（以後ＦＥＴと呼ぶ）を使用する。フルブリ
ッジ型インバータ回路は、４個のＦＥＴＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ
3 ，Ｑ4 をブリッジ状に結線したスイッチング回路４０
と、チョークコイルＬとコンデンサＣからなる平滑回路
４２と、各ＦＥＴを制御し駆動する制御部４４から構成
される。
【０００４】互いに対辺をなすＦＥＴＱ1 とＱ4 、およ
びＦＥＴＱ2 とＱ3 をそれぞれ一組として、制御部４４
の信号を受けて各組をそれぞれ交互に導通させて交流を
作りだす。即ちＦＥＴＱ1 とＱ2 のゲートには、正弦波
のパルス幅変調による高周波パルスを半周期毎に交互に
送出し、Ｑ1 あるいはＱ2 がその高周波パルスを受けて
いるときそれぞれに組となっているＱ4 あるいはＱ3 を
オンにし、パルスを受けていないときオフとするように
制御する。こうして、平滑回路４２にパルス状の交流が
入力されて、平滑され正弦波交流となって出力される。
このとき、出力交流電圧は制御部４４にフィードバック
され、基準正弦波と比較して誤差に比例したパルス幅変
調を行うことにより出力電圧を修正し安定化する。また
出力交流電流は電流トランスにより検知され、制御部４
４に送られて、過電流状態が発生したときにインバータ
回路を保護する。
びＦＥＴＱ2 とＱ3 をそれぞれ一組として、制御部４４
の信号を受けて各組をそれぞれ交互に導通させて交流を
作りだす。即ちＦＥＴＱ1 とＱ2 のゲートには、正弦波
のパルス幅変調による高周波パルスを半周期毎に交互に
送出し、Ｑ1 あるいはＱ2 がその高周波パルスを受けて
いるときそれぞれに組となっているＱ4 あるいはＱ3 を
オンにし、パルスを受けていないときオフとするように
制御する。こうして、平滑回路４２にパルス状の交流が
入力されて、平滑され正弦波交流となって出力される。
このとき、出力交流電圧は制御部４４にフィードバック
され、基準正弦波と比較して誤差に比例したパルス幅変
調を行うことにより出力電圧を修正し安定化する。また
出力交流電流は電流トランスにより検知され、制御部４
４に送られて、過電流状態が発生したときにインバータ
回路を保護する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のイ
ンバータ回路では、入力と出力との間が直流的に結合さ
れており、電源側と負荷側とが絶縁されていない問題が
ある。直流出力を得るためのインバータ回路の場合には
ブリッジ回路と平滑回路との間にトランスを配置するこ
とが可能であるが、正弦波交流出力を得る場合はそれが
できない。入力と出力との間で絶縁を行うには、トラン
スを平滑回路と負荷との間に設けねばならず、そうする
とトランスに流れる電流は低周波の正弦波となるから、
非常に大きなトランス容量が必要となり、必然的にトラ
ンスが大型化し、効率が悪く熱の発生も増大する。
ンバータ回路では、入力と出力との間が直流的に結合さ
れており、電源側と負荷側とが絶縁されていない問題が
ある。直流出力を得るためのインバータ回路の場合には
ブリッジ回路と平滑回路との間にトランスを配置するこ
とが可能であるが、正弦波交流出力を得る場合はそれが
できない。入力と出力との間で絶縁を行うには、トラン
スを平滑回路と負荷との間に設けねばならず、そうする
とトランスに流れる電流は低周波の正弦波となるから、
非常に大きなトランス容量が必要となり、必然的にトラ
ンスが大型化し、効率が悪く熱の発生も増大する。
【０００６】本発明の目的は、入力と出力の絶縁が容易
で、トランスを小型化できる正弦波インバータ回路を提
供することである。
で、トランスを小型化できる正弦波インバータ回路を提
供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、トランスの一
次側に入力側スイッチング素子を設け二次側に整流平滑
回路を設けた同一機能の２個のＤＣ−ＤＣコンバータ
と、該コンバータの各出力端間をそれぞれ結ぶ２個の出
力側スイッチング素子と、前記入力側及び出力側のスイ
ッチング素子をオン−オフ制御する制御部とを具備する
正弦波インバータ回路である。ここで両コンバータの一
次側は直流電源に対して並列に接続され、両出力側スイ
ッチング素子の一端を出力端として他端を共通に結線す
る。前記制御部は、入力側スイッチング素子にパルス幅
変調した高周波信号をそれぞれ半周期毎に交互に入力し
出力側スイッチング素子に正弦波の半周期毎の低周波の
矩形波信号を入力側スイッチング素子とは逆のモードで
交互に入力して各スイッチング素子を制御する。
次側に入力側スイッチング素子を設け二次側に整流平滑
回路を設けた同一機能の２個のＤＣ−ＤＣコンバータ
と、該コンバータの各出力端間をそれぞれ結ぶ２個の出
力側スイッチング素子と、前記入力側及び出力側のスイ
ッチング素子をオン−オフ制御する制御部とを具備する
正弦波インバータ回路である。ここで両コンバータの一
次側は直流電源に対して並列に接続され、両出力側スイ
ッチング素子の一端を出力端として他端を共通に結線す
る。前記制御部は、入力側スイッチング素子にパルス幅
変調した高周波信号をそれぞれ半周期毎に交互に入力し
出力側スイッチング素子に正弦波の半周期毎の低周波の
矩形波信号を入力側スイッチング素子とは逆のモードで
交互に入力して各スイッチング素子を制御する。
【０００８】
【作用】第１のコンバータの入力側スイッチング素子に
制御部より高周波パルスが送出される場合には、第２の
コンバータと組み合わせている出力側スイッチング素子
がオンするように制御部より信号を送る。このとき、第
２のコンバータの入力側スイッチング素子には高周波パ
ルスが送出されず、且つ第１のコンバータと組み合わせ
ている出力側スイッチング素子はオフとなるように信号
が送られる。第１のコンバータの入力側スイッチング素
子に送出された高周波パルスは、正弦波のパルス幅変調
された信号であるので、２次側の整流平滑回路により半
周期の正弦波となって出力される。上記同様に、第２の
コンバータの入力側スイッチング素子に制御部より高周
波パルスが送出される場合には、第１のコンバータと組
み合わせている出力側スイッチング素子がオンするよう
に制御部より信号を送る。このとき、第１のコンバータ
の入力側スイッチング素子には高周波パルスが送出され
ず、且つ第２のコンバータと組み合わせている出力側ス
イッチング素子はオフとなるように信号が送られる。第
２のコンバータの入力側スイッチング素子に送出された
高周波パルスは、正弦波のパルス幅変調であるので、２
次側の整流平滑回路により半周期の正弦波となって出力
される。電流は、第１のコンバータと第２のコンバータ
とで逆向きに流れ、これが前者と後者で各半周期毎に繰
り返すので正弦波出力となる。
制御部より高周波パルスが送出される場合には、第２の
コンバータと組み合わせている出力側スイッチング素子
がオンするように制御部より信号を送る。このとき、第
２のコンバータの入力側スイッチング素子には高周波パ
ルスが送出されず、且つ第１のコンバータと組み合わせ
ている出力側スイッチング素子はオフとなるように信号
が送られる。第１のコンバータの入力側スイッチング素
子に送出された高周波パルスは、正弦波のパルス幅変調
された信号であるので、２次側の整流平滑回路により半
周期の正弦波となって出力される。上記同様に、第２の
コンバータの入力側スイッチング素子に制御部より高周
波パルスが送出される場合には、第１のコンバータと組
み合わせている出力側スイッチング素子がオンするよう
に制御部より信号を送る。このとき、第１のコンバータ
の入力側スイッチング素子には高周波パルスが送出され
ず、且つ第２のコンバータと組み合わせている出力側ス
イッチング素子はオフとなるように信号が送られる。第
２のコンバータの入力側スイッチング素子に送出された
高周波パルスは、正弦波のパルス幅変調であるので、２
次側の整流平滑回路により半周期の正弦波となって出力
される。電流は、第１のコンバータと第２のコンバータ
とで逆向きに流れ、これが前者と後者で各半周期毎に繰
り返すので正弦波出力となる。
【０００９】
【実施例】図１は本発明による正弦波インバータ回路の
一実施例を示す回路図である。この回路は、第１のフォ
ワード・コンバータ１０とその出力を結ぶ出力側スイッ
チング素子のＦＥＴＱ4 と、第２のフォワード・コンバ
ータ１２とその出力を結ぶ出力側スイッチング素子のＦ
ＥＴＱ3 と、これらを制御する制御部１４及び直流電源
ＶI から構成されている。第１のフォワード・コンバー
タ１０は、一次側には入力側スイッチング素子のＦＥＴ
Ｑ1 を備え、トランスＴ1 を介して、二次側には２個の
ダイオードＤ11，Ｄ12を有する整流回路とチョークコイ
ルＬ1 及びコンデンサＣ1 を有する平滑回路が配置して
ある。同様に第２のフォワード・コンバータ１２は、一
次側には入力側スイッチング素子のＦＥＴＱ2 を備え、
トランスＴ2 を介して、二次側には２個のダイオードＤ
21，Ｄ22を有する整流回路とチョークコイルＬ2 及びコ
ンデンサＣ2 を有する平滑回路が配置してある。そして
第１及び第２のフォワード・コンバータ１０，１２の出
力端子の各一端を共通に接続し、他端を正弦波の出力端
子とする。なお、フォワード・コンバータ１０，１２の
一次側には直流電源ＶI が接続されており、また出力電
圧の検出用に２個のダイオードＤ13，Ｄ23をフォワード
・コンバータ１０，１２の出力部分に配置し、制御部１
４に両波整流された正弦波電圧ＶF をフィードバックす
る。
一実施例を示す回路図である。この回路は、第１のフォ
ワード・コンバータ１０とその出力を結ぶ出力側スイッ
チング素子のＦＥＴＱ4 と、第２のフォワード・コンバ
ータ１２とその出力を結ぶ出力側スイッチング素子のＦ
ＥＴＱ3 と、これらを制御する制御部１４及び直流電源
ＶI から構成されている。第１のフォワード・コンバー
タ１０は、一次側には入力側スイッチング素子のＦＥＴ
Ｑ1 を備え、トランスＴ1 を介して、二次側には２個の
ダイオードＤ11，Ｄ12を有する整流回路とチョークコイ
ルＬ1 及びコンデンサＣ1 を有する平滑回路が配置して
ある。同様に第２のフォワード・コンバータ１２は、一
次側には入力側スイッチング素子のＦＥＴＱ2 を備え、
トランスＴ2 を介して、二次側には２個のダイオードＤ
21，Ｄ22を有する整流回路とチョークコイルＬ2 及びコ
ンデンサＣ2 を有する平滑回路が配置してある。そして
第１及び第２のフォワード・コンバータ１０，１２の出
力端子の各一端を共通に接続し、他端を正弦波の出力端
子とする。なお、フォワード・コンバータ１０，１２の
一次側には直流電源ＶI が接続されており、また出力電
圧の検出用に２個のダイオードＤ13，Ｄ23をフォワード
・コンバータ１０，１２の出力部分に配置し、制御部１
４に両波整流された正弦波電圧ＶF をフィードバックす
る。
【００１０】第１のコンバータ１０の入力側ＦＥＴＱ1
に制御部１４より高周波パルスが送出される場合には、
第２のコンバータ１２と組み合わせている出力側ＦＥＴ
Ｑ3 がオンするように制御部１４より信号を送る。この
とき、第２のコンバータ１２の入力側ＦＥＴＱ2 には高
周波パルスは送出されず、且つ第１のコンバータ１０と
組み合わせている出力側ＦＥＴＱ4 はオフとなるように
信号が送られる。第１のコンバータ１０の入力側ＦＥＴ
Ｑ1 に送出された高周波パルスは、正弦波をパルス幅変
調したものであるので、コンバータの２次側の整流平滑
回路により半周期の正弦波となって出力されることにな
り、出力電流は矢印Ａの方向に流れる。
に制御部１４より高周波パルスが送出される場合には、
第２のコンバータ１２と組み合わせている出力側ＦＥＴ
Ｑ3 がオンするように制御部１４より信号を送る。この
とき、第２のコンバータ１２の入力側ＦＥＴＱ2 には高
周波パルスは送出されず、且つ第１のコンバータ１０と
組み合わせている出力側ＦＥＴＱ4 はオフとなるように
信号が送られる。第１のコンバータ１０の入力側ＦＥＴ
Ｑ1 に送出された高周波パルスは、正弦波をパルス幅変
調したものであるので、コンバータの２次側の整流平滑
回路により半周期の正弦波となって出力されることにな
り、出力電流は矢印Ａの方向に流れる。
【００１１】一方、上記同様に、第２のコンバータ１２
の入力側ＦＥＴＱ2に制御部１４より高周波パルスが送
出される場合には、第１のコンバータ１０と組み合わせ
ている出力側ＦＥＴＱ4 がオンするように制御部１４よ
り信号を送る。このとき、第１のコンバータ１０の入力
側ＦＥＴＱ1 には高周波パルスが送出されず、且つ第２
のコンバータ１２と組み合わせている出力側ＦＥＴＱ3
はオフとなるように信号が送られる。第２のコンバータ
１２の入力側ＦＥＴＱ2 に送出された高周波パルスは、
正弦波をパルス幅変調したものであるので、コンバータ
の２次側の整流平滑回路により半周期の正弦波となって
出力されことになり出力電流は矢印Ｂの方向に流れる。
これは矢印Ａの方向とは逆である。これが前者と後者で
各半周期毎に繰り返すので正弦波交流となる。
の入力側ＦＥＴＱ2に制御部１４より高周波パルスが送
出される場合には、第１のコンバータ１０と組み合わせ
ている出力側ＦＥＴＱ4 がオンするように制御部１４よ
り信号を送る。このとき、第１のコンバータ１０の入力
側ＦＥＴＱ1 には高周波パルスが送出されず、且つ第２
のコンバータ１２と組み合わせている出力側ＦＥＴＱ3
はオフとなるように信号が送られる。第２のコンバータ
１２の入力側ＦＥＴＱ2 に送出された高周波パルスは、
正弦波をパルス幅変調したものであるので、コンバータ
の２次側の整流平滑回路により半周期の正弦波となって
出力されことになり出力電流は矢印Ｂの方向に流れる。
これは矢印Ａの方向とは逆である。これが前者と後者で
各半周期毎に繰り返すので正弦波交流となる。
【００１２】次に制御部について説明する。図２は本イ
ンバータ回路で用いる制御部の一例を示すブロック図で
ある。この制御部は、基準正弦波発生装置２０と、その
正弦波を半波整流する増幅部２２と、出力側ＦＥＴ
Ｑ3 ，Ｑ4 のゲートへ低周波の矩形波信号を送出するオ
ン／オフ信号発生部２４と、正弦波の半波整流をパルス
幅変調した高周波パルスを送出するパルス幅変調信号発
生部２６と、入力側ＦＥＴＱ1 ，Ｑ2 のゲートへ高周波
パルスを送出するドライブ信号発生部２８を備えてい
る。オン／オフ信号発生部２４は、各半波整流信号を受
けて矩形波信号に変換する比較器及びＦＥＴ駆動用のト
ランジスタなどからなる。パルス幅変調信号発生部２６
は、図１のダイオードＤ13，Ｄ23で検出した出力正弦波
電圧の両波整流ＶF と前記基準正弦波の両波整流とを増
幅する増幅器、その出力と三角波の比較によりパルス幅
変調を行うパルス幅制御用比較器、その高周波パルスを
２相分周するフリップフロップなどからなる。ドライブ
信号発生部２８は、オン／オフ信号発生部２４の信号に
より高周波パルスを増幅するトランジスタと、その高周
波パルスにより入力側ＦＥＴＱ1 ，Ｑ2 を駆動する信号
を発生するＦＥＴやトランスなどからなる。
ンバータ回路で用いる制御部の一例を示すブロック図で
ある。この制御部は、基準正弦波発生装置２０と、その
正弦波を半波整流する増幅部２２と、出力側ＦＥＴ
Ｑ3 ，Ｑ4 のゲートへ低周波の矩形波信号を送出するオ
ン／オフ信号発生部２４と、正弦波の半波整流をパルス
幅変調した高周波パルスを送出するパルス幅変調信号発
生部２６と、入力側ＦＥＴＱ1 ，Ｑ2 のゲートへ高周波
パルスを送出するドライブ信号発生部２８を備えてい
る。オン／オフ信号発生部２４は、各半波整流信号を受
けて矩形波信号に変換する比較器及びＦＥＴ駆動用のト
ランジスタなどからなる。パルス幅変調信号発生部２６
は、図１のダイオードＤ13，Ｄ23で検出した出力正弦波
電圧の両波整流ＶF と前記基準正弦波の両波整流とを増
幅する増幅器、その出力と三角波の比較によりパルス幅
変調を行うパルス幅制御用比較器、その高周波パルスを
２相分周するフリップフロップなどからなる。ドライブ
信号発生部２８は、オン／オフ信号発生部２４の信号に
より高周波パルスを増幅するトランジスタと、その高周
波パルスにより入力側ＦＥＴＱ1 ，Ｑ2 を駆動する信号
を発生するＦＥＴやトランスなどからなる。
【００１３】従って、この制御部ではＦＥＴＱ3 ，Ｑ4
のオン／オフのタイミングに合わせてＦＥＴＱ1 ，Ｑ2
にパルス幅変調した高周波パルスを送出する。これによ
って図３の信号波形図に示すように、ＦＥＴＱ3 がオン
状態の時にＦＥＴＱ1 へ必要な高周波パルスが出力さ
れ、その際はＦＥＴＱ4 はオフでＦＥＴＱ2 へは高周波
パルスは出力されない。またＦＥＴＱ4 がオン状態の時
にＦＥＴＱ2 へ必要な高周波パルスが出力されるが、そ
の際はＦＥＴＱ3 はオフでＦＥＴＱ1 へは高周波パルス
は出力されない。これらの結果、インバータ回路の出力
電圧は、それらが総合されて正弦波となる。
のオン／オフのタイミングに合わせてＦＥＴＱ1 ，Ｑ2
にパルス幅変調した高周波パルスを送出する。これによ
って図３の信号波形図に示すように、ＦＥＴＱ3 がオン
状態の時にＦＥＴＱ1 へ必要な高周波パルスが出力さ
れ、その際はＦＥＴＱ4 はオフでＦＥＴＱ2 へは高周波
パルスは出力されない。またＦＥＴＱ4 がオン状態の時
にＦＥＴＱ2 へ必要な高周波パルスが出力されるが、そ
の際はＦＥＴＱ3 はオフでＦＥＴＱ1 へは高周波パルス
は出力されない。これらの結果、インバータ回路の出力
電圧は、それらが総合されて正弦波となる。
【００１４】
【発明の効果】本発明は上記のように、２個の絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを使用し、これと組み合わせた出力
側スイッチング素子により正弦波を作り出す回路である
ため、入力と出力とをコンバータ・トランスにより容易
に絶縁できる。そして高周波であるので、トランスの小
型化が可能であり、電力効率が高く発熱を低減できる。
出力側スイッチング素子は低周波で動作するため、制御
が容易で、その損失も小さくなる。
Ｃ−ＤＣコンバータを使用し、これと組み合わせた出力
側スイッチング素子により正弦波を作り出す回路である
ため、入力と出力とをコンバータ・トランスにより容易
に絶縁できる。そして高周波であるので、トランスの小
型化が可能であり、電力効率が高く発熱を低減できる。
出力側スイッチング素子は低周波で動作するため、制御
が容易で、その損失も小さくなる。
【図１】本発明に係る正弦波インバータ回路の一実施例
を示す回路図。
を示す回路図。
【図２】本発明で用いる制御部の回路図。
【図３】図２の制御部の信号波形図。
【図４】従来の正弦波インバータ回路の一実施例を示す
回路図。
回路図。
１０ 第１のフォワード・コンバータ １２ 第２のフォワード・コンバータ １４ 制御部
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 トランスを有しその一次側に入力側スイ
ッチング素子を設け二次側に整流平滑回路を設けた同一
機能の２個のＤＣ−ＤＣコンバータと、該コンバータの
各出力端間をそれぞれ結ぶ２個の出力側スイッチング素
子と、前記入力側スイッチング素子に正弦波のパルス幅
変調した高周波信号をそれぞれ半周期毎に交互に入力し
出力側スイッチング素子に正弦波の半周期毎の低周波の
矩形波信号を入力側スイッチング素子とは逆のモードで
交互に入力して各スイッチング素子をオン−オフ制御す
る制御部とを具備し、両コンバータの一次側を直流電源
に対して並列に接続し、二次側は一方の端子をそれぞれ
出力端とし他方の端子を共通に結線したことを特徴とす
る正弦波インバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3204714A JPH0817577B2 (ja) | 1991-07-20 | 1991-07-20 | 正弦波インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3204714A JPH0817577B2 (ja) | 1991-07-20 | 1991-07-20 | 正弦波インバータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0530753A true JPH0530753A (ja) | 1993-02-05 |
| JPH0817577B2 JPH0817577B2 (ja) | 1996-02-21 |
Family
ID=16495097
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3204714A Expired - Fee Related JPH0817577B2 (ja) | 1991-07-20 | 1991-07-20 | 正弦波インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0817577B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011244659A (ja) * | 2010-05-20 | 2011-12-01 | Fdk Corp | 絶縁型スイッチングｄｃ−ｄｃコンバータ |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55133681A (en) * | 1979-04-04 | 1980-10-17 | Toshiba Electric Equip Corp | Power supply device |
| JPS63164383U (ja) * | 1987-04-13 | 1988-10-26 |
-
1991
- 1991-07-20 JP JP3204714A patent/JPH0817577B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS55133681A (en) * | 1979-04-04 | 1980-10-17 | Toshiba Electric Equip Corp | Power supply device |
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| JP2011244659A (ja) * | 2010-05-20 | 2011-12-01 | Fdk Corp | 絶縁型スイッチングｄｃ−ｄｃコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0817577B2 (ja) | 1996-02-21 |
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