JPH05291905A

JPH05291905A - 位相検波回路

Info

Publication number: JPH05291905A
Application number: JP12000692A
Authority: JP
Inventors: Tsuguo Sato; 嗣雄佐藤
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1992-04-14
Filing date: 1992-04-14
Publication date: 1993-11-05

Abstract

(57)【要約】【目的】パルス周期が変化しても変換ゲイン、リニア
リティが変化しない位相検波回路を提供する。【構成】２つのパルス信号を比較して得られた位相差
パルス信号ｅ０を積分回路１２に入力し、積分回路の出
力を位相差パルス信号の立ち上がりエッジのタイミング
でサンプル・ホールド回路１４でサンプル・ホールドす
る。さらに積分回路の出力を位相差パルス信号ｅ０の立
ち下がりのタイミングでサンプル・ホールド回路１５で
サンプル・ホールドする。２つのサンプル・ホールド回
路の出力を平均化演算器１６で平均化して出力する。こ
の平均化して出力した誤差信号はリップル成分を含ま
ず、キャプスタンモータの回転速度の制御に採用すると
回転速度を高精度に安定して制御することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、位相検波回路、特にサ
ーボ装置に好適な位相検波回路及び該位相検波回路を使
用したサーボ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】最近のキャプスタンサーボ装置において
は、キャプスタンモータの低速回転による記録再生のモ
ードの他に、キャプスタンモータの回転を停止制御する
ことにより磁気テープの停止位置を制御して静止画を再
生するモードや、キャプスタンモータを低速回転から高
速回転まで連続的に制御して、変速再生を行うモードが
備えられており、更に高精度の制御が望まれている。

【０００３】そこで、このキャプスタンモータの停止制
御について、速度及び位相サーボループに停止制御回路
を付加したキャプスタンモータの停止位置精度を向上さ
せたものが提案されている（特開昭６０ー３９３８２号
公報）。しかし、前記キャプスタンモータ停止制御回路
は、基準信号とＣＴＬ信号による位相ループの中にＦＧ
信号による速度ループが入るキャプスタンモータの制御
方式を採用しており、この方式によれば、位相ループの
ループゲインを大きくするほど回転位相精度を上げるこ
とができ、また、キャプスタンモータへのトルク外乱に
対しては速度ループゲインを大きく、周波数特性を高く
するほど回転ムラに対する影響を軽減できる。しかし、
位相ループと速度ループのゲインバランスには妥協点が
ありどちらかを大きくすると相互干渉によりループの不
安定を生じたり引き込み時間が長くなるという問題を招
くことになる。更に速度検出器のリニアリティーが低周
波から高周波まで伸びていないため低速回転から高速回
転まで安定に制御できないという問題があった。

【０００４】また、停止制御回路をつけ加えて閉サーボ
ループとは別の停止制御回路に切り換えてキャプスタン
モータの停止制御を行うと、閉サーボループから停止制
御回路への切り換え時のタイミングを迅速にかつ安定に
行うことが難しいという問題があり、十分な特性を得る
ことができなかった。そこでこのような問題点を解決し
キャプスタンモータを停止から低速回転を経て高速回転
までスムーズに連続制御でき、静止画からスロー、高速
再生までスムーズに可変できるキャプスタンサーボ装置
が提案された。

【０００５】そこで、従来提案されているキャプスタン
サーボの一例を説明する。図５は、キャプスタンサーボ
装置を示しており、キャプスタンモータ１の回転数を検
出し、互いに９０度位相の異なる２相のＦＧ信号を発生
する周波数発電機２（以下ＦＧという。）の２相のＦＧ
信号ｆａ及びｆｂから互いに９０度ずつ位相の異なる４
相の信号ｆ１〜ｆ４を生成すると共に、前記２相のＦＧ
信号を基準周波数信号と位相比較して２ビットの同期信
号（Ｓ１、Ｓ０）を発生させ、この同期信号により選択
回路５の４相の入力信号ｆ１〜ｆ４の信号から１相を選
び誤差電圧信号を得て、キャプスタンモータ１の回転を
制御する。６は同期信号発生器で、その内部はパルス整
形器７ａ、７ｂとＮビットのカウンタ回路８と同期検出
回路９より構成されている。

【０００６】以下に図６の動作波形図を参照しながら前
記図５に示すサーボ装置の動作を説明する。キャプスタ
ンモータ１の回転により発生するＦＧ信号ｆａ、ｆｂ
（周波数ｆｓ）は、非反転増幅器３ａ、３ｂ及び反転増
幅器４ａ、４ｂにより９０度ずつ位相の異なる図６のＡ
〜Ｄに示すような４相の信号ｆ１〜ｆ４を生成し選択回
路５の入力に供給する。同時に、ＦＧ信号ｆａ、ｆｂは
同期信号発生回路６に加えられ、パルス整形器７ａ、７
ｂにより図６のＥ、Ｆのようにデジタル化された信号Ｆ
ａ、Ｆｂとなる。

【０００７】一方、キャプスタンモータ１の回転数の基
準となる基準周波数信号ｆ_R （Ｎｆｓ）が同期信号発生
回路６のＮビットのカウンタ回路８のクロック入力ＣＫ
に加えられＮ分周される。図６のＧ、Ｈに示す波形は、
前記カウンタ回路８の分周出力のＮビットのうちの上位
２ビットＳ₀ 、Ｓ₁ であり、この分周出力Ｓ₀ 、Ｓ₁は
同期検出回路９に加えられ前記デジタル化された前記Ｆ
Ｇ信号Ｆａ、Ｆｂと比較されその出力Ｃ０によりカウン
タ回路８の入力ＣＬを制御する。ここで基準周波数信号
ｆ_R とＦＧ信号の同期化が行われ分周出力Ｓ₀ 、Ｓ₁ は
同期信号として選択回路５に加えられる。また、カウン
タ回路８のＵ／Ｄ入力及び同期検出回路９にはキャプス
タンモータ１の正転及び逆転を指示する正逆回転指示信
号が加えられている。

【０００８】図６の波形図は、キャプスタンサーボ装置
が同期状態のタイミングの位相関係を示しており、前記
選択回路５において、同期信号（Ｓ₀ 、Ｓ₁ ）の状態の
組み合わせが（０、０）の区間Ｔ₁ では信号ｆ₁ を選択
し、（０、１）の区間Ｔ₄ では信号ｆ₄ を、（１、０）
の区間Ｔ₂ では信号ｆ₂ を、（１、１）の区間Ｔ₃ では
信号ｆ₃ をそれぞれ選択することにより図６のＪのよう
に元のＦＧ信号の１／４の周期を持つ左傾斜部分だけか
らなる波形の信号ｅ₀ を取り出し、この誤差電圧信号ｅ
₀ を駆動器１０に加えることにより閉ループが構成され
キャプスタンモータ１を所定の回転数に制御する。

【０００９】次に、このサーボ装置の同期化の過程につ
いて説明する。例えば、キャプスタンサーボ装置の電源
が投入されキャプスタンモータ１の回転が立ち上がった
状態を考える。このような非同期状態では、図６のＥ、
ＦのＦ_a、Ｆ_b 信号は、図６のＧ、ＨのＳ₀ 、Ｓ₁ 信号
に対し時間関係が安定せず変動する。そこで、Ｓ₀ 、Ｓ
₁ 信号の状態すなわち図６の４つの区間Ｔ₁ 〜Ｔ₄ とＦ
_a、Ｆ_b の関係を調べてみる。

【００１０】区間Ｔ₁ では、Ｆ_b が”０”であれば同期
状態であるので、（Ｆ_a 、Ｆ_b ）が（０、１）では遅
れ、（１、１）では進みの状態である。同様に区間Ｔ₂
では、Ｆ_b が”１”であれば同期状態であるので、（Ｆ
_a 、Ｆ_b ）が（０、１）では遅れ、（１、１）では進み
の状態、区間Ｔ₃ では、Ｆ_a が”１”であれば同期状態
であるので、（Ｆ_a 、Ｆ_b ）が（０、１）では遅れ、
（１、１）では進みの状態、区間Ｔ₄ では、Ｆ_a が”
０”であれば同期状態であるので、（Ｆ_a 、Ｆ_b ）が
（０、１）では遅れ、（１、１）では進みの状態と、
（Ｓ₀ 、Ｓ₁ ）の４つの状態に対し、（Ｆ_a 、Ｆ_b ）の
遅れ、同期、進みの状態が存在する。

【００１１】そこで、同期検出回路９でこの遅れあるい
は進みの状態を検出し、その時の（Ｆ_a 、Ｆ_b ）の状態
にあった同期するための（Ｓ₀ 、Ｓ₁ ）の値にカウンタ
回路８のＣＬ入力を強制的にプリセットすれば同期化を
行うことができる。

【００１２】具体例を挙げると、Ｔ₁ の区間の（Ｓ₀ 、
Ｓ₁ ）が（０、０）の時、（Ｆ_a 、Ｆ_b ）が（０、１）
で遅れであり、この状態にあった（Ｓ₀ 、Ｓ₁ ）の同期
状態は区間Ｔ₄ 相当の（０、１）であり、その値に強制
的にプリセットする制御信号Ｃ₀ を出力し、入力のＦＧ
信号Ｆ_a 、Ｆ_b との同期化を行い同期信号Ｓ₀ 、Ｓ₁を
発生し選択回路５を制御する。以上の動作が繰り返され
てサーボループは同期し図６に示す同期状態に至る。

【００１３】前記キャプスタンサーボ装置は、信号ｆ₁
からｆ₄ はアナログＦＧの信号ｆ_a及びｆ_b が非反転増
幅器及び反転増幅器を経て作成されて選択回路５に入力
される。そして、前記選択回路５の動作は、前記同期信
号（Ｓ₀ 、Ｓ₁ ）によって信号ｆ₁ からｆ₄ を選択的に
同期検波することに相当し、信号ｆ₁ からｆ₄ のＦＧ入
力はアナログだけでなくデジタルのモータＦＧ（Ｆａ、
Ｆｂ）であってもサーボ系としては何ら問題なく動作す
る。ただし選択された信号ｅ₀ もデジタルなので、積分
回路を通してからモータ１にフィードバックする必要が
ある。

【００１４】ところで、キャプスタンサーボ装置等のサ
ーボ系に使用される位相検波器において、２つの信号を
比較して得られる位相差信号をｅ₀ として、これを検波
する方法として、ＬＰＦによる方法、サンプリングによ
る方法等が知られている。図７の（Ａ）に示すように、
２つの信号ＳＡとＳＢを比較して得られる位相差信号ｅ
０を検波する場合は、基準周期Ｔに対して十分に大きな
積分時定数にしないと検波出力にリップル電圧が生じ
る。このリップル電圧を小さくするために時定数を大き
くすることは、サーボ系の応答性を悪化させることにな
る。

【００１５】さらに、前記サーボ装置は、モータのサー
ボ系であるため目標回転数の回転基準周波数信号ｆ_R に
応じてｅ₀ の周期も変化する。このように周期が変化す
ると、前記サンプリングによる方法では、図７の（Ｂ）
に示すように、位相差信号ｅ_O をデュテイが５０％の２
つの信号ＳＡ（周期Ｔ１）、ＳＢ（周期Ｔ２）として考
えると、信号ＳＡ、ＳＢによって積分波Ｄ１、Ｄ２を作
り、これを信号ＳＡ、ＳＢの立ち下がりでサンプリング
すると、サンプリングポイントがＰ１からＰ２へ移動す
る。このようにサンプリング方法では信号ＳＡ、ＳＢの
パルスデュテイは同じでも周期（Ｔ）が変化すると位相
検波のゲインや中心値が変化する。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、位相差信号
ｅ₀ の周期が変化するモータ等のサーボ系に使用される
位相検波回路において、位相検波されるパルスの周期が
変化しても位相検波のゲインや中心値の変化しない且つ
リップル電圧の生じない位相検波回路、及びこの位相検
波回路を利用して安定な応答性の高いサーボ装置を提供
する点にある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明は、２つのパルス
信号を比較することにより得られる位相差パルス信号を
入力信号とする積分回路と、前記位相差パルス信号の立
ち上がりエッジのタイミングで前記積分回路の出力をサ
ンプル・ホールドする第１のサンプル・ホールド回路
と、前記位相差パルス信号の立ち下がりエッジのタイミ
ングで前記積分回路の出力をサンプル・ホールドする第
２のサンプル・ホールド回路と、前記第１及び第２のサ
ンプル・ホールド回路の出力を平均化する平均化演算器
とを備える位相検波回路を構成するとともに、

【００１８】キャプスタンモータの回転数を検出し、互
いに９０度位相の異なる２相のＦＧ信号を発生する周波
数発電機と、前記２相のＦＧ信号をそれぞれパルス信号
に変換するパルス変換手段と、前記パルス変換手段から
の２相のＦＧパルス信号をそれぞれ反転及び非反転増幅
して得られる互いに９０度ずつ位相の異なる４相の信号
を入力し１相を選択する選択回路と、基準周波数を入力
とするＮビット（Ｎ≧２）のカウンタを有し、前記カウ
ンタの分周出力の上位２ビットと前記２相のＦＧパルス
信号とを位相比較し、同期信号を発生する同期信号発生
器と、前記選択回路から前記同期信号により選択される
パルス信号を入力信号とする前記位相検波回路とを具備
し、前記位相検波回路からの誤差電圧信号により、キャ
プスタンモータの回転速度を制御するようにしたことを
特徴とする。

【００１９】

【実施例】図３は、本発明サーボ装置のブロック図を示
している。なお、従来例と同じ機能を有する回路は全て
同一符号を付して説明する。図３が示すように、本発明
サーボ装置は、ＦＧの信号ｆａ及びｆｂを直接非反転増
幅器及び反転増幅器に加えることなく、コンパレータか
らなるパルス整形回路７ａ及び７Ｂに加え、その出力Ｆ
ａを非反転増幅器３ａ及び反転増幅器４ａに、また出力
Ｆｂを非反転増幅器３ｂ及び反転増幅器４ｂに加える。
その出力信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４として選択回路５
に入力し、そのパルス出力ｅ₀ を後述する本発明位相検
波回路１１で検波する回路構成となっており、他の構成
は図５のサーボ装置と変わるところはない。

【００２０】次に図４の波形図を参照しながら動作につ
いて説明する。図２の波形図は、キャプスタンサーボ装
置が同期状態のタイミングの位相関係を示している。モ
ータＦＧ信号（ｆａ、ｆｂ）はコンパレータ７ａ及び７
ｂによってデジタル信号Ｆａ及びＦｂに変換され、信号
Ｆａ、Ｆｂは非反転増幅器３ａ、３ｂ及び反転増幅器４
ａ、４ｂにより９０度ずつ位相の異なる図に示すよう
な４相の信号Ｆ１〜Ｆ４を生成し選択回路５の入力に供
給する。

【００２１】前記選択回路５において、同期信号（Ｓ
₀ 、Ｓ₁ ）の状態の組み合わせが（０、１）の区間Ｔ₄
では信号Ｆ₄ を選択し、（０、０）区間でＴ₁ は信号Ｆ
₁ を、（１、０）の区間Ｔ₂ では信号Ｆ₂ を、（１、
１）の区間Ｔ₃ では信号Ｆ₃ をそれぞれ繰り返し選択す
ることにより、図２に示すように信号Ｆ１の１／４の周
期を持つ矩形波の信号ｅ₀ となりこの信号ｅ₀ を取り出
し、この誤差電圧信号ｅ₀を位相検波回路１１で検波し
て駆動器１０に加えることにより、閉ループが構成され
キャプスタンモータ１を所定の回転数に制御する。尚、
他の動作は図５に示すサーボ装置と同様な動作をするの
で、説明は省略する。

【００２２】ところで、このサーボ装置においても、モ
ータのサーボ系であるため目標回転数の回転基準周波数
信号ｆ_R に応じてｅ₀ の周期も変化する。このように周
期が変化するｅ₀ をサンプリング方法により位相検波す
るとサンプリングポイントが移動し、２つの信号のパル
スデュテイは同じでも周期が変化すると位相検波のゲイ
ンや中心値が変化する。また、ＬＰＦによる方法は基準
周期に対して十分に大きな積分時定数にしないと検波出
力にリップル電圧が生じる。このリップル電圧を小さく
するために時定数を大きくすることは、サーボ系の応答
性を悪化させることになる。

【００２３】そこで、モータの回転数の変化により前記
パルス信号の周期が変化しても位相検波のゲインや中心
値の変化しない且つリップル電圧の生じない、図３のサ
ーボ装置の位相検波回路１１に好適な位相検波回路につ
いて以下に説明する。

【００２４】図１は、本発明位相検波回路のブロック図
を示している。同図において、１２は、誤差電圧信号ｅ
₀ が入力される低域通過ろは器（以下、ＬＰＦとい
う。）、１３はインバータ、１４は第１のサンプル・ホ
ールド回路、１５は第２のサンプル・ホールド回路、１
６は前記第１及び第２のサンプル・ホールド回路１４、
１５の出力を平均化して出力する平均化演算回路であ
る。

【００２５】以下に、本発明の位相検波回路の動作を図
２を参照しながら説明する。誤差電圧信号（位相差信
号）ｅ₀ は、位相検波回路１１を構成するＬＰＦ１２に
入力されて積分される。この積分された出力Ｃがｅ₀ の
立ち上がりエッジのタイミングで第１のサンプル・ホー
ルド回路１４でサンプル・ホールドされ、また、その立
ち下がりエッジのタイミングで第２のサンプル・ホール
ド回路１５でサンプル・ホールドされる。第１のサンプ
ル・ホールド回路１４の出力Ａ及び第２のサンプル・ホ
ールド回路１５の出力Ｂは平均化演算回路１６に入力さ
れ、該平均化演算回路１６において平均化されて、Ｅ₀
＝（Ａ＋Ｂ）／２の演算結果が出力される。

【００２６】図２の（Ａ）は、周期の異なる２つの位相
差信号についての動作波形図を示している。モータの回
転数に応じて出力されるデューテイ５０％で周期の異な
る２つの誤差電圧信号ｅ₀ をそれぞれｅ₁ 及びｅ₂ と
し、信号ｅ₁ の周期をＴ１、信号ｅ₂の周期をＴ２とす
る。信号ｅ₁ の位相差信号に対するＬＰＦ１２の積分出
力は、図２の（Ａ）のＣ１として示す積分波形となり、
第２のサンプル・ホールド回路１５に入力されて、この
積分波形のレベルＢ１、Ｂ２がサンプル・ホールド回路
１５のサンプリングポイントになる。また、サンプル・
ホールド回路１４にも入力されて前記積分波形のレベル
Ａ１、Ａ２がサンプル・ホールド回路１４のサンプリン
グポイントになる。

【００２７】図２の（Ａ）から明らかなように、サンプ
リングポイントＡ１、Ａ２は位相差信号ｅ１の立ち上が
りエッジのタイミングに、またサンプリングポイントＢ
１、Ｂ２はその立ち下がりエッジのタイミングに対応し
ている。この立ち上がり時及び立ち下がり時のサンプリ
ングポイントを平均化演算回路１６で演算すると次のよ
うな演算結果が得られる。

【００２８】位相差信号ｅ₁ をデューテイ５０％で、そ
のレベルが１Ｖ_P-P とした時、検波出力Ｅ₀ の演算結果
は、Ｅ₀₁＝（Ｂ１＋Ａ１）／２＝１／２（Ｖ）Ｅ₀₂＝（Ａ１＋Ｂ２）／２＝１／２（Ｖ）Ｅ₀₃＝（Ｂ２＋Ａ２）／２＝１／２（Ｖ）となる。前記演算結果から判るように検波出力は０．５
Ｖとなりリップル電圧（基本波を含む各種高調波）は生
じない。

【００２９】またｅ₁ と周期Ｔの異なる位相差信号ｅ₂
の積分波形Ｃ２のサンプリングポイントを、平均化演算
回路１６で演算しても、その出力は同様０．５Ｖであ
り、周期Ｔが変わっても出力のゲインや中心値が変わる
ことはないことは前記説明から明らかである。

【００３０】さらに、図２の（Ｂ）は周期ではなく、位
相差信号ｅ₃ のパルス幅を変えた時の動作波形図を示し
ている。パルス幅比を図２の（Ｂ）のように可変にする
と、ｅ₃ の立ち下がり及び立ち上がり時に積分波形はサ
ンプリングポイントＢ３、Ｂ４、Ｂ５，Ａ３、Ａ４でサ
ンプル・ホールドされる。そしてパルス幅比に応じた平
均化演算回路１６の演算結果は、位相差信号ｅ₃ のレベ
ルを１Ｖ_P-P とすると、Ｅ₀₄＝（Ｂ３＋Ａ３）／２＝Ｅ
₀₅＝Ｅ₀₆＝Ｅ₀₇＞１／２（Ｖ）となる。この演算結果を
見ると、前記出力Ｅ₀₄〜Ｅ₀₇は、Ｐ１／（Ｐ１＋Ｐ２）
×１（Ｖ）の関係で変化し、かつリップル電圧の少ない
位相検波回路として動作することが理解できる。

【００３１】前記実施例は、ＬＰＦとしてアナロク積分
器を使用して説明したが、ＬＰＦとしてデジタル積分器
を使用しても実施可能であり、この場合は前記サンプル
・ホールド回路に代えてラッチ回路を使用して位相検波
回路を構成する。

【００３２】

【発明の効果】本発明位相検波回路によれば、ＬＰＦの
カットオフ周波数を基本周波数以上とすることによっ
て、リップル電圧ゼロの位相検波が可能となる。これに
よって、安定な応答性の高いサーボ系を構成できる。さ
らに、繰り返しの基本周波数を可変にしても変換ゲイ
ン、リニアリティの変化しない位相検波回路を実現する
ことができる。

【００３３】また、本発明サーボ装置は、キャプスタン
モータの速度ループがＦＧによる位相サーボだけで制御
できるので、キャプスタンモータの回転速度によるルー
プ特性の変化がないために停止から高速回転までの広範
囲の制御が可能となる。さらに、速度ループと位相ルー
プが縦続接続されているので、キャプスタンモータから
のトルク外乱は速度ループにより吸収され回転ムラが大
きく改善される。また位相ループは基準信号とＣＴＬ信
号間の位相を制御するだけで直接キャプスタンモータの
制御をするループとして働かないので、必要以上にルー
プゲインを上げなくても良いために安定性を重視した設
定をすることができる。このようなキャプスタンサーボ
装置をＶＴＲに備えることにより、回転磁気ヘッドに対
する磁気テープの停止位置精度の向上と磁気テープの連
続可変走行を図ることができ、静止画の高画質化と、ス
ロー再生から高速再生までスムーズに連続可変できる特
殊再生機能を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の位相検波回路のブロック図である。

【図２】本発明の位相検波回路の動作波形図である。

【図３】本発明サーボ装置のブロック図である。

【図４】本発明キャプスタンサーボ装置の動作波形図で
ある。

【図５】従来のキャプスタンサーボ装置のブロック図で
ある。

【図６】従来のキャプスタンサーボ装置の動作波形図で
ある。

【図７】従来の位相検波器の動作波形図である

【符号の説明】

１・・キャプスタンモータ２・・周波数発電機５・・選択回路６・・同期信号発生回路７ａ，７ｂ・・コンパレータ８・・カウンタ回路９・・同期検出回路１１・・位相検波回路１２・・ＬＰＦ１３・・インバータ１４・・第１のサンプル・ホールド回路１５・・第２のサンプル・ホールド回路１６・・平均化演算回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２つのパルス信号を比較することにより
得られる位相差パルス信号を入力信号とする積分回路
と、前記位相差パルス信号の立ち上がりエッジのタイミ
ングで前記積分回路の出力をサンプル・ホールドする第
１のサンプル・ホールド回路と、前記位相差パルス信号
の立ち下がりエッジのタイミングで前記積分回路の出力
をサンプル・ホールドする第２のサンプル・ホールド回
路と、前記第１及び第２のサンプル・ホールド回路の出
力を平均化する平均化演算器とを備えることを特徴とす
る位相検波回路。
【請求項２】キャプスタンモータの回転数を検出し、
互いに９０度位相の異なる２相のＦＧ信号を発生する周
波数発電機と、前記２相のＦＧ信号をそれぞれパルス信
号に変換するパルス変換手段と、前記パルス変換手段か
らの２相のＦＧパルス信号をそれぞれ反転及び非反転増
幅して得られる互いに９０度ずつ位相の異なる４相の信
号を入力し１相を選択する選択回路と、基準周波数を入
力とするＮビット（Ｎ≧２）のカウンタを有し、前記カ
ウンタの分周出力の上位２ビットと前記２相のＦＧパル
ス信号とを位相比較し、同期信号を発生する同期信号発
生器と、前記選択回路から前記同期信号により選択され
るパルス信号を入力信号とする請求項１記載の位相検波
回路とを具備し、前記位相検波回路からの誤差電圧信号により、キャプス
タンモータの回転速度を制御するようにしたことを特徴
とするキャプスタンサーボ装置。