JPH05260741A - スイッチング電源装置の電流検出回路 - Google Patents
スイッチング電源装置の電流検出回路Info
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- JPH05260741A JPH05260741A JP5180192A JP5180192A JPH05260741A JP H05260741 A JPH05260741 A JP H05260741A JP 5180192 A JP5180192 A JP 5180192A JP 5180192 A JP5180192 A JP 5180192A JP H05260741 A JPH05260741 A JP H05260741A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 トランスの二次側の直流出力電圧を可変させ
ても、インダクタンスの出力電流に比例した電圧を得
る。 【構成】 電流検出回路14Ａは、トランス２の一次側を
流れる電流をカレントトランス８により検出し、電流検
出信号Ｉをコンデンサ12に充電する。直流出力電圧Ｖｏ
の変化を発光ダイオード22ａにより検出し、このフォト
カプラ22のフォトトランジスタ22ｂを放電回路23に接続
する。放電回路23は前記フォトトランジスタ22ｂの出力
電圧に基づいて電流源24の電流量を変化させる。これに
より、直流出力電圧Ｖｏを可変させても、放電回路23の
出力電圧ＶC はインダクタンス６の出力電流ＩL と略同
一の波形となる。
ても、インダクタンスの出力電流に比例した電圧を得
る。 【構成】 電流検出回路14Ａは、トランス２の一次側を
流れる電流をカレントトランス８により検出し、電流検
出信号Ｉをコンデンサ12に充電する。直流出力電圧Ｖｏ
の変化を発光ダイオード22ａにより検出し、このフォト
カプラ22のフォトトランジスタ22ｂを放電回路23に接続
する。放電回路23は前記フォトトランジスタ22ｂの出力
電圧に基づいて電流源24の電流量を変化させる。これに
より、直流出力電圧Ｖｏを可変させても、放電回路23の
出力電圧ＶC はインダクタンス６の出力電流ＩL と略同
一の波形となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インダクタンスの出力
電流を検出する特にフォワード型のスイッチング電源装
置の電流検出回路に関する。
電流を検出する特にフォワード型のスイッチング電源装
置の電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、スイッチング素子をスイッチン
グして直流出力電圧の安定化を行うスイッチング電源装
置においては、回路素子の不良等によって過大な電流が
流れることを防止する過電流保護や、定電流制御帰還ル
ープを備えた電流モード制御を行う場合、主回路を流れ
る電流を監視するための電流検出回路を設けることが必
要不可欠であり、例えば、実開平３−６３０８０号公報
等に開示されている。
グして直流出力電圧の安定化を行うスイッチング電源装
置においては、回路素子の不良等によって過大な電流が
流れることを防止する過電流保護や、定電流制御帰還ル
ープを備えた電流モード制御を行う場合、主回路を流れ
る電流を監視するための電流検出回路を設けることが必
要不可欠であり、例えば、実開平３−６３０８０号公報
等に開示されている。
【０００３】図２は、定電流制御帰還ループを備えたフ
ォワード型のスイッチング電源装置の従来例を示すもの
である。この種のスイッチング電源装置は、定電流制御
帰還ループとともに定電圧制御帰還ループを備え、直流
入力電圧源１は一次側と二次側とを絶縁するトランス２
の一次巻線に印加されており、ＮＰＮ型トランジスタか
らなるスイッチング素子３のスイッチングによりトラン
ス２の二次巻線に誘起された電圧を、整流ダイオード
４，５、インダクタンス６および平滑コンデンサ７によ
り整流平滑することにより、出力端子＋Ｖ，−Ｖ間に所
定の直流出力電圧Ｖｏを供給する。
ォワード型のスイッチング電源装置の従来例を示すもの
である。この種のスイッチング電源装置は、定電流制御
帰還ループとともに定電圧制御帰還ループを備え、直流
入力電圧源１は一次側と二次側とを絶縁するトランス２
の一次巻線に印加されており、ＮＰＮ型トランジスタか
らなるスイッチング素子３のスイッチングによりトラン
ス２の二次巻線に誘起された電圧を、整流ダイオード
４，５、インダクタンス６および平滑コンデンサ７によ
り整流平滑することにより、出力端子＋Ｖ，−Ｖ間に所
定の直流出力電圧Ｖｏを供給する。
【０００４】定電流制御帰還ループは、トランス２の一
次巻線とスイッチング素子３間に挿入接続されたカレン
トトランス８により、傾きを有する電流パルスが検出さ
れ、この電流パルスをダイオード９を介して抵抗10に供
給することにより、ダイオード９と抵抗10との接続点か
らダイオード11には、図３に示すように、ダイオード４
を流れる出力電流ＩD と同一波形の台形波状の電流検出
信号ＩP が出力される。電流検出信号ＩP はダイオード
11を介してコンデンサ12に充電されるとともに、コンデ
ンサ12の両端に放電回路たる抵抗13を接続することによ
って、コンデンサ12に蓄えられたエネルギーを所定量放
電しながら、電流検出信号ＩP を平均化する。このと
き、抵抗13によりコンデンサ12の放電量を適宜設定する
と、コンデンサ12の両端間の出力電圧ＶC は電流検出信
号ＩP の破線Ａで示すような波形に整形され、インダク
タンス６の出力電流ＩL の波形と略同一の三角波状にす
ることができる。つまり、トランス２の一次側の電流を
カレントトランス８で検出することによって、電流検出
回路14は、いわゆるアベレージカレントモードと称する
トランス２の二次側に設けられるインダクタンス６の出
力電流ＩL に比例した出力電圧ＶC を得ることが可能と
なり、この電流検出回路14からの出力電圧ＶCは電流制
御回路15を構成する演算増幅器16の非反転入力端子に印
加される。
次巻線とスイッチング素子３間に挿入接続されたカレン
トトランス８により、傾きを有する電流パルスが検出さ
れ、この電流パルスをダイオード９を介して抵抗10に供
給することにより、ダイオード９と抵抗10との接続点か
らダイオード11には、図３に示すように、ダイオード４
を流れる出力電流ＩD と同一波形の台形波状の電流検出
信号ＩP が出力される。電流検出信号ＩP はダイオード
11を介してコンデンサ12に充電されるとともに、コンデ
ンサ12の両端に放電回路たる抵抗13を接続することによ
って、コンデンサ12に蓄えられたエネルギーを所定量放
電しながら、電流検出信号ＩP を平均化する。このと
き、抵抗13によりコンデンサ12の放電量を適宜設定する
と、コンデンサ12の両端間の出力電圧ＶC は電流検出信
号ＩP の破線Ａで示すような波形に整形され、インダク
タンス６の出力電流ＩL の波形と略同一の三角波状にす
ることができる。つまり、トランス２の一次側の電流を
カレントトランス８で検出することによって、電流検出
回路14は、いわゆるアベレージカレントモードと称する
トランス２の二次側に設けられるインダクタンス６の出
力電流ＩL に比例した出力電圧ＶC を得ることが可能と
なり、この電流検出回路14からの出力電圧ＶCは電流制
御回路15を構成する演算増幅器16の非反転入力端子に印
加される。
【０００５】一方、定電圧制御帰還ループとして、直流
出力電圧Ｖｏと基準電圧とを比較増幅する演算増幅器17
が設けられ、この比較増幅された検出信号は前記演算増
幅器16の反転入力端子に印加される。演算増幅器16は前
記出力電圧ＶC と演算増幅器17から出力された検出信号
とを比較増幅し、この比較増幅した信号をスレッシュ電
圧としてＰＷＭコンパレータ18の反転入力端子に供給す
る。電流制御回路15においては、発振回路19から出力さ
れる三角波あるいはのこぎり波からなる発振信号をＰＷ
Ｍコンパレータ18の非反転入力端子に供給することによ
り、ＰＷＭコンパレータ18は前記スレッシュ電圧と発振
信号とを比較し、発振信号の電圧レベルがスレッシュ電
圧を越えたときに、スイッチング素子３に供給する駆動
信号をオンにして、前記直流出力電圧Ｖｏが一定となる
ように、インダクタンス６の出力電流ＩL に基づいてス
イッチング素子３のパルス導通幅を制御する。
出力電圧Ｖｏと基準電圧とを比較増幅する演算増幅器17
が設けられ、この比較増幅された検出信号は前記演算増
幅器16の反転入力端子に印加される。演算増幅器16は前
記出力電圧ＶC と演算増幅器17から出力された検出信号
とを比較増幅し、この比較増幅した信号をスレッシュ電
圧としてＰＷＭコンパレータ18の反転入力端子に供給す
る。電流制御回路15においては、発振回路19から出力さ
れる三角波あるいはのこぎり波からなる発振信号をＰＷ
Ｍコンパレータ18の非反転入力端子に供給することによ
り、ＰＷＭコンパレータ18は前記スレッシュ電圧と発振
信号とを比較し、発振信号の電圧レベルがスレッシュ電
圧を越えたときに、スイッチング素子３に供給する駆動
信号をオンにして、前記直流出力電圧Ｖｏが一定となる
ように、インダクタンス６の出力電流ＩL に基づいてス
イッチング素子３のパルス導通幅を制御する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】前記従来技術のスイッ
チング電源装置においては、外部からの指令電圧等によ
って直流出力電圧Ｖｏを可変させる、いわゆる出力電圧
可変回路を付加した場合、トランス２の二次側のインダ
クタンス６を流れる直流電流ＩL は、直流出力電圧Ｖｏ
を上昇させたときには、図３に示す波形の立下がり部Ａ
１の傾きが急になり、一方、直流出力電圧Ｖｏを下降さ
せたときには、立下がり部Ａ１の傾きが緩やかになって
変化する。しかしながら、電流検出回路14においては、
直流出力電圧Ｖｏを可変させても、コンデンサ12の放電
量が抵抗13によって常に一定に保持されるため、このコ
ンデンサ12間の電圧である電流検出回路14の出力電圧Ｖ
C の波形は変化しない。このため、直流出力電圧Ｖｏを
可変させようとすると、電流検出回路14の追従性が悪く
なって、インダクタンス６の出力電流ＩL に比例した出
力電圧ＶC を得ることができなくなり、スイッチング電
源装置内で発振を起こしたり、制御不能となる等の問題
点を有していた。
チング電源装置においては、外部からの指令電圧等によ
って直流出力電圧Ｖｏを可変させる、いわゆる出力電圧
可変回路を付加した場合、トランス２の二次側のインダ
クタンス６を流れる直流電流ＩL は、直流出力電圧Ｖｏ
を上昇させたときには、図３に示す波形の立下がり部Ａ
１の傾きが急になり、一方、直流出力電圧Ｖｏを下降さ
せたときには、立下がり部Ａ１の傾きが緩やかになって
変化する。しかしながら、電流検出回路14においては、
直流出力電圧Ｖｏを可変させても、コンデンサ12の放電
量が抵抗13によって常に一定に保持されるため、このコ
ンデンサ12間の電圧である電流検出回路14の出力電圧Ｖ
C の波形は変化しない。このため、直流出力電圧Ｖｏを
可変させようとすると、電流検出回路14の追従性が悪く
なって、インダクタンス６の出力電流ＩL に比例した出
力電圧ＶC を得ることができなくなり、スイッチング電
源装置内で発振を起こしたり、制御不能となる等の問題
点を有していた。
【０００７】そこで、本発明は上記問題点を解決して、
トランスの二次側の直流出力電圧を可変させても、イン
ダクタンスの出力電流に比例した電圧を得ることの可能
なスイッチング電源装置の電流検出回路を提供すること
を目的とする。
トランスの二次側の直流出力電圧を可変させても、イン
ダクタンスの出力電流に比例した電圧を得ることの可能
なスイッチング電源装置の電流検出回路を提供すること
を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明はトランスの一次
側の電流を検出するカレントトランスを備え、このカレ
ントトランスから出力される電流検出信号をコンデンサ
により充電するとともに、前記コンデンサの放電量を設
定する放電回路を設けることにより、前記トランスの二
次側に設けられたインダクタンスの出力電流に比例した
電圧を得るようにしたスイッチング電源装置の電流検出
回路において、前記放電回路は前記トランスの二次側電
圧を検出し、この検出結果に基づいて前記コンデンサの
放電量を可変させるように構成したものである。
側の電流を検出するカレントトランスを備え、このカレ
ントトランスから出力される電流検出信号をコンデンサ
により充電するとともに、前記コンデンサの放電量を設
定する放電回路を設けることにより、前記トランスの二
次側に設けられたインダクタンスの出力電流に比例した
電圧を得るようにしたスイッチング電源装置の電流検出
回路において、前記放電回路は前記トランスの二次側電
圧を検出し、この検出結果に基づいて前記コンデンサの
放電量を可変させるように構成したものである。
【０００９】
【作用】上記構成によって、電流検出回路において、ト
ランスの一次側を流れる電流はカレントトランスにより
検出され、電流検出信号としてコンデンサに充電され
る。このとき、放電回路によりコンデンサの放電量はト
ランス二次側電圧に基づいて可変するため、このトラン
ス二次側の電圧を可変させても、インダクタンスの出力
電流と略同一の波形を有する電圧が得られる。
ランスの一次側を流れる電流はカレントトランスにより
検出され、電流検出信号としてコンデンサに充電され
る。このとき、放電回路によりコンデンサの放電量はト
ランス二次側電圧に基づいて可変するため、このトラン
ス二次側の電圧を可変させても、インダクタンスの出力
電流と略同一の波形を有する電圧が得られる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の一実施例につき、図１を参照
して説明する。なお、図１において、前記従来例にて示
した図２と同一部分には同一符号を付し、その共通する
部分の詳細なる説明は省略する。
して説明する。なお、図１において、前記従来例にて示
した図２と同一部分には同一符号を付し、その共通する
部分の詳細なる説明は省略する。
【００１１】前記出力端子＋Ｖ，−Ｖ間には、直流出力
電圧Ｖｏを検出するために、抵抗21とフォトカプラ22の
発光ダイオード22ａとの直列回路を接続する。また、出
力検出回路14Ａにおいて、前記フォトカプラ22のフォト
トランジスタ22ｂは、コンデンサ12の放電量を設定する
放電回路23に接続される。そして、この放電回路23に
は、コンデンサ12の両端間に接続され、フォトトランジ
スタ22ｂの出力電圧に応じてその電流の流れる量が変化
する電流源24が備えられる点以外は、前記図２と同一の
回路構成となっている。
電圧Ｖｏを検出するために、抵抗21とフォトカプラ22の
発光ダイオード22ａとの直列回路を接続する。また、出
力検出回路14Ａにおいて、前記フォトカプラ22のフォト
トランジスタ22ｂは、コンデンサ12の放電量を設定する
放電回路23に接続される。そして、この放電回路23に
は、コンデンサ12の両端間に接続され、フォトトランジ
スタ22ｂの出力電圧に応じてその電流の流れる量が変化
する電流源24が備えられる点以外は、前記図２と同一の
回路構成となっている。
【００１２】次に、上記構成に付きその作用を説明す
る。定電流制御帰還ループにおいて、トランス２の一次
側の電流パルスがカレントトランス８により検出され、
抵抗10により、ダイオード４を流れる出力電流ＩD と同
一波形の台形波状の電流検出信号ＩP が、前記図３にお
ける波形と同様にダイオード11に出力される。一方、前
記直流出力電圧Ｖｏの変化は、抵抗21およびフォトカプ
ラ22の発光ダイオード22ａにより検出され、直流出力電
圧Ｖｏの上昇により発光ダイオード22ａを流れる電流は
増加し、一方、直流出力電圧Ｖｏの下降により発光ダイ
オード22ａを流れる電流は減少して、発光ダイオード22
ａの発光量は直流出力電圧Ｖｏに応じて変化する。そし
て、前記発光ダイオード22ａの発光量の変化によって、
放電回路23に接続されたフォトトランジスタ22ｂの出力
電圧も変化し、これによって、放電回路23において、電
流源24を流れる電流は直流出力電圧Ｖｏが上昇すると増
加し、直流出力電圧Ｖｏが下降すると減少する。すなわ
ち、コンデンサ12の放電量は直流出力電圧Ｖｏとともに
変化し、電流検出回路14Ａの出力電圧ＶC の波形は、直
流出力電圧Ｖｏを上昇させたときには図３に示す立下が
り部Ａ２の傾きが急になり、一方、直流出力電圧Ｖｏを
下降させたときには、立下がり部Ａ１の傾きが緩やかに
なって、インダクタンス６の出力電流ＩL の波形と略同
一となる。
る。定電流制御帰還ループにおいて、トランス２の一次
側の電流パルスがカレントトランス８により検出され、
抵抗10により、ダイオード４を流れる出力電流ＩD と同
一波形の台形波状の電流検出信号ＩP が、前記図３にお
ける波形と同様にダイオード11に出力される。一方、前
記直流出力電圧Ｖｏの変化は、抵抗21およびフォトカプ
ラ22の発光ダイオード22ａにより検出され、直流出力電
圧Ｖｏの上昇により発光ダイオード22ａを流れる電流は
増加し、一方、直流出力電圧Ｖｏの下降により発光ダイ
オード22ａを流れる電流は減少して、発光ダイオード22
ａの発光量は直流出力電圧Ｖｏに応じて変化する。そし
て、前記発光ダイオード22ａの発光量の変化によって、
放電回路23に接続されたフォトトランジスタ22ｂの出力
電圧も変化し、これによって、放電回路23において、電
流源24を流れる電流は直流出力電圧Ｖｏが上昇すると増
加し、直流出力電圧Ｖｏが下降すると減少する。すなわ
ち、コンデンサ12の放電量は直流出力電圧Ｖｏとともに
変化し、電流検出回路14Ａの出力電圧ＶC の波形は、直
流出力電圧Ｖｏを上昇させたときには図３に示す立下が
り部Ａ２の傾きが急になり、一方、直流出力電圧Ｖｏを
下降させたときには、立下がり部Ａ１の傾きが緩やかに
なって、インダクタンス６の出力電流ＩL の波形と略同
一となる。
【００１３】こうして得られた電流検出回路14Ａの出力
電圧ＶC は、電流制御回路15の演算増幅器16において、
定電圧制御帰還ループにより演算増幅器17から出力され
る検出信号と比較増幅され、この比較増幅した信号がス
レッシュ電圧としてＰＷＭコンパレータ18の反転入力端
子に供給される。そして、ＰＷＭコンパレータ18はスレ
ッシュ電圧と発振回路19からの発振信号とを比較し、こ
の比較結果に基づいてスイッチング素子３に駆動信号を
供給し、これによって、直流出力電圧Ｖｏが一定となる
ように、インダクタンス６の出力電流ＩL に基づいてス
イッチング素子３のパルス導通幅が制御される。
電圧ＶC は、電流制御回路15の演算増幅器16において、
定電圧制御帰還ループにより演算増幅器17から出力され
る検出信号と比較増幅され、この比較増幅した信号がス
レッシュ電圧としてＰＷＭコンパレータ18の反転入力端
子に供給される。そして、ＰＷＭコンパレータ18はスレ
ッシュ電圧と発振回路19からの発振信号とを比較し、こ
の比較結果に基づいてスイッチング素子３に駆動信号を
供給し、これによって、直流出力電圧Ｖｏが一定となる
ように、インダクタンス６の出力電流ＩL に基づいてス
イッチング素子３のパルス導通幅が制御される。
【００１４】以上のように上記実施例によれば、直流出
力電圧Ｖｏの変化をフォトカプラ22の発光ダイオード22
ａの発光量として検出し、このフォトカプラ22のフォト
トランジスタ22ｂを放電回路23に接続することにより、
放電回路23は直流出力電圧Ｖｏに応じて電流検出信号Ｉ
P を充電するためのコンデンサ12の放電量を変化させる
ことができるため、例えば、電流制御回路15に出力電圧
可変回路等を接続し、外部より強制的に直流出力電圧Ｖ
ｏを可変させるように構成した場合においても、インダ
クタンス６の出力電流ＩL に比例した出力電圧ＶC を得
ることが可能であり、電流検出回路14Ａの追従性の悪さ
によって生じる、スイッチング電源装置内における発振
や制御不能などの不具合を一掃して、安定した制御を継
続して行うことが可能となる。
力電圧Ｖｏの変化をフォトカプラ22の発光ダイオード22
ａの発光量として検出し、このフォトカプラ22のフォト
トランジスタ22ｂを放電回路23に接続することにより、
放電回路23は直流出力電圧Ｖｏに応じて電流検出信号Ｉ
P を充電するためのコンデンサ12の放電量を変化させる
ことができるため、例えば、電流制御回路15に出力電圧
可変回路等を接続し、外部より強制的に直流出力電圧Ｖ
ｏを可変させるように構成した場合においても、インダ
クタンス６の出力電流ＩL に比例した出力電圧ＶC を得
ることが可能であり、電流検出回路14Ａの追従性の悪さ
によって生じる、スイッチング電源装置内における発振
や制御不能などの不具合を一掃して、安定した制御を継
続して行うことが可能となる。
【００１５】また、この電流検出回路14Ａを過電流保護
回路に適応させた場合においても、トランス２の二次側
の出力電流ＩL の情報を正確に得ることが可能となり、
過電流時における保護動作を確実に実行することができ
る。
回路に適応させた場合においても、トランス２の二次側
の出力電流ＩL の情報を正確に得ることが可能となり、
過電流時における保護動作を確実に実行することができ
る。
【００１６】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、種々の変形実施が可能である。例えば、実
施例中においては、抵抗とフォトカプラとを介して放電
回路の電流源を流れる電流を可変させるようにしたが、
他の構成手段によってトランスの二次側電圧を検知し、
この検知結果によりコンデンサの放電量を可変させるよ
うにしてもよい。
のではなく、種々の変形実施が可能である。例えば、実
施例中においては、抵抗とフォトカプラとを介して放電
回路の電流源を流れる電流を可変させるようにしたが、
他の構成手段によってトランスの二次側電圧を検知し、
この検知結果によりコンデンサの放電量を可変させるよ
うにしてもよい。
【００１７】
【発明の効果】本発明はトランスの一次側の電流を検出
するカレントトランスを備え、このカレントトランスか
ら出力される電流検出信号をコンデンサにより充電する
とともに、前記コンデンサの放電量を設定する放電回路
を設けることにより、前記トランスの二次側に設けられ
たインダクタンスの出力電流に比例した電圧を得るよう
にしたスイッチング電源装置の電流検出回路において、
前記放電回路は前記トランスの二次側電圧を検出し、こ
の検出電圧に基づいて前記コンデンサの放電量を可変さ
せるように構成したものであり、トランスの二次側の直
流出力電圧を可変させても、インダクタンスの出力電流
に比例した電圧を得ることの可能なスイッチング電源装
置の電流検出回路を提供できる。
するカレントトランスを備え、このカレントトランスか
ら出力される電流検出信号をコンデンサにより充電する
とともに、前記コンデンサの放電量を設定する放電回路
を設けることにより、前記トランスの二次側に設けられ
たインダクタンスの出力電流に比例した電圧を得るよう
にしたスイッチング電源装置の電流検出回路において、
前記放電回路は前記トランスの二次側電圧を検出し、こ
の検出電圧に基づいて前記コンデンサの放電量を可変さ
せるように構成したものであり、トランスの二次側の直
流出力電圧を可変させても、インダクタンスの出力電流
に比例した電圧を得ることの可能なスイッチング電源装
置の電流検出回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明におけるスイッチング電源装置の回路図
である。
である。
【図２】従来例を示す回路図である。
【図３】各部の波形図である。
２ トランス ８ カレントトランス 12 コンデンサ 14Ａ 電流検出回路 23 放電回路
Claims (1)
- 【請求項１】 トランスの一次側の電流を検出するカレ
ントトランスを備え、このカレントトランスから出力さ
れる電流検出信号をコンデンサにより充電するととも
に、前記コンデンサの放電量を設定する放電回路を設け
ることにより、前記トランスの二次側に設けられたイン
ダクタンスの出力電流に比例した電圧を得るようにした
スイッチング電源装置の電流検出回路において、前記放
電回路は前記トランスの二次側電圧を検出し、この検出
結果に基づいて前記コンデンサの放電量を可変させるよ
うに構成したことを特徴とするスイッチング電源装置の
電流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04051801A JP3138992B2 (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | スイッチング電源装置の電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04051801A JP3138992B2 (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | スイッチング電源装置の電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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