JPH05252216A - ディジタル復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】ディジタル復調器の全体をディジタル的に構成
し、データ復調時にのフェージング等のノイズにかかわ
らず、良好な検波特性を確保する。 【構成】エクスクルーシブＯＲゲート１０は入力角度変
調波ａの再生搬送波ｅに対する位相変位量を検出する。
フリップフロップ２０は再生搬送波ｅ及び入力角度変調
波ａに応じ位相偏位方向を検出する。アップダウンカウ
ンタ回路３０は位相偏位量をクロック回路３０ａの各ク
ロックパルスで計数しまた位相偏位方向の異レベル時に
各クロックパルスを加減算計数する。演算処理回路４０
はアップダウンカウンタ回路３０からの計数出力に基き
復調データ、ディジタル位相判別データ及びディジタル
位相制御データを出力する。位相制御回路５０は１シン
ボル毎にディジタル位相判別データにより再生搬送波ｅ
の位相を判別しディジタル位相制御データにより位相偏
位量分再生搬送波ｅの位相をシフトする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、データ信号により搬送
波を角度変調してなる角度変調波からデータ信号を復調
するようにしたディジタル復調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のディジタル角度変調波を
検波する復調器においては、例えば、両余弦位相比較検
波回路により、入力角度変調波を再生搬送波と位相比較
検波し、これら各位相比較検波結果を両ローパスフィル
タによりそれぞれ濾波し、これら各濾波結果をＡーＤ変
換器等を用いてディジタル信号にそれぞれ変換し、これ
ら各変換結果をデータ復調判定回路との関連でベクトル
演算してデータ信号を復調するとともに搬送波を前記再
生搬送波として再生するようにしたものがある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このような構
成においては、上述のように各ローパスフィルタが必須
となることと、回路構成が複雑になることという不具合
がある。また、データ復調判定回路の判定タイミングに
おいて、入力角度変調波に帯域制限がかけられている場
合には、復調判定タイミングは、位相偏位量、即ち、ア
イパターンの開きが一番大きいところに限られる（図２
参照）。従って、この復調判定タイミングにフェージン
グ等のノイズが加わると、データ復調判定回路によるデ
ータ復調の際、復調データに誤差が混入するという不具
合が生ずる。

【０００４】そこで、本発明は、このようなことに対処
すべく、ディジタル復調器において、その構成全体を、
比較的簡単なディジタル構成とすることにより、データ
復調時にフェージング等のノイズが加わった場合にも、
良好な検波特性を確保し得るようにしようとするもので
ある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するにあ
たり、本発明は、データ信号により搬送波をディジタル
的に角度変調してなるディジタル角度変調波の再生搬送
波に対する位相偏位量をディジタル的に検出する位相偏
位量検出手段と、前記ディジタル角度変調波の前記再生
搬送波に対する位相偏位方向をディジタル的に検出する
位相偏位方向検出手段と、前記検出位相偏位量をサンプ
リングしこれら各サンプリング結果をディジタル加算的
に前記位相偏位量として計算するとともに、前記検出位
相偏位方向に基づき前記ディジタル角度変調波の前記再
生搬送波に対する位相の遅相又は進相をディジタル的に
計算し、これら計算結果を計算出力として出力する計算
手段と、前記計算出力に基づき、前記データ信号を識別
して復調データとして出力するとともに前記搬送波の位
相を前記位相偏位量だけシフトするように制御して前記
再生搬送波を出力する復調再生手段とにより構成したこ
とにある。

【０００６】

【発明の作用・効果】このように本発明を構成したこと
により、前記位相偏位量検出手段が前記ディジタル角度
変調波の前記再生搬送波に対する位相偏位量をディジタ
ル的に検出し、前記位相偏位方向検出手段が前記ディジ
タル角度変調波の前記再生搬送波に対する位相偏位方向
をディジタル的に検出し、前記計算手段が、前記検出位
相偏位量をサンプリングしこれら各サンプリング結果を
ディジタル加算的に前記位相偏位量として計算するとと
もに、前記検出位相偏位方向に基づき前記ディジタル角
度変調波の前記再生搬送波に対する位相の遅相又は進相
をディジタル的に計算し、これら計算結果を計算出力と
して出力し、かつ前記復調再生手段が、前記計算出力に
基づき、前記データ信号を識別して復調データとして出
力するとともに前記搬送波の位相を前記位相偏位量だけ
シフトするように制御して前記再生搬送波を出力する。

【０００７】かかる場合、フェージング等のノイズがあ
っても、前記検出位相偏位量の加算的計算結果がそのま
ま維持されるので、ノイズの前記加算的計算結果に対す
る比率が非常に小さくなり、その結果、前記復調データ
へのノイズ誤差としての混入を防止し得る。また、前記
計算出力に基づき前記搬送波の位相を前記位相偏位量だ
けシフトするように制御して再生搬送波とするので、位
相変位量誤差として現れたフェージング等の影響を吸収
して、前記位相偏位量検出手段及び位相偏位方向検出手
段に帰還される。従って、常に良好な検波特性を維持し
得る。また、本発明の各構成要素すべてをディジタル的
に構成したので、この種のディジタル復調器を比較的簡
単な回路構成で提供し得るとともにコストの低減化及び
消費電力の軽減化を図り得る。

【０００８】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面により説明す
ると、図１（Ａ）は本発明に係るデイジタル復調器の一
例を示しており、このディジタル復調器は、エクスクル
ーシブＯＲゲート１０と、Ｄ型フリップフロップ２０を
備えている。エクスクルーシブＯＲゲート１０は、位相
偏位量検出回路としての役割を果たすもので、このエク
スクルーシブＯＲゲート１０は、入力角度変調波ａ（図
１（Ｂ）参照）及び後述する位相制御回路５０からの再
生搬送波ｅ（図１（Ｂ）参照）の排他的論理和をとるこ
とにより、入力角度変調波ａの再生搬送波ｅに対する位
相変位量を排他的論理和出力ｂ（図１（Ｂ）参照）とし
て出力する。かかる場合、排他的論理和出力ｂのハイレ
ベルＨの時間的長さが前記位相偏位量に相当する。な
お、入力角度変調波ａは、データ信号を搬送波により角
度変調したもので帯域制限を受けたものである。また、
この入力角度変調波ａはリミッタ回路等によりディジタ
ル信号に二値量子化されている。

【０００９】フリップフロップ２０は、位相偏位方向検
出回路としての役割を果たすもので、このフリップフロ
ップ２０は、位相制御回路５０からの再生搬送波ｅの二
値的変化に応じたフリップフロップ作用により、入力角
度変調波ａをレベル変換しこれをＱ出力端子から位相偏
位方向出力ｃ（図２参照）として出力する。かかる場
合、位相偏位方向出力ｃにおける位相偏位方向は、入力
角度変調波ａの位相の再生搬送波ｅの位相に対する進み
や遅れの方向を表す。例えば、入力角度変調波ａの位相
が再生搬送波ｅの位相よりも進んでいる場合には、位相
偏位方向出力ｃがハイレベルＨにあり、一方、入力角度
変調波ａの位相が再生搬送波ｅの位相よりも遅れている
場合には位相偏位方向出力ｃがローレベルＬにある（図
１（Ｂ）参照）。

【００１０】また、ディジタル復調器は、サンプリング
回路及び計数回路としての役割を果たすアップダウンカ
ウンタ回路３０を有しており、このアップダウンカウン
タ回路３０は、エクスクルーシブＯＲゲート１０からの
排他的論理和出力ｂのハイレベルＨ中毎に、クロック回
路３０ａから高周波数にて生ずる各クロックパルスを計
数し、これら各計数を排他的論理和出力ｂのローレベル
Ｌ時毎に停止する。このことは、アップダウンカウンタ
３０がクロック回路３０ａからの各クロックパルスに応
答して前記位相偏位量をサンプリングしそのハイレベル
時間を計算することを意味する。

【００１１】またアップダウンカウンタ回路３０は、そ
のリセットレベルＲL（ 図１（Ｂ）参照）を基準とし
て、フリップフロップ３０からの位相偏位方向出力ｃの
ハイレベル時にはクロック回路３０ａからの各クロック
パルスを加算計数し、一方フリップフロップ３０からの
位相偏位方向出力ｃのローレベル時にはクロック回路３
０ａからの各クロックパルスを減算計数する（図１
（Ｂ）にて符号ｄ参照）。このことは、フリップフロッ
プ３０からの位相偏位方向出力ｃに対するアップダウン
カウンタ回路３０の計数出力により前記位相偏位方向が
判断され得ることを意味する。

【００１２】例えば、フリップフロップ３０からの位相
偏位方向出力ｃに対するアップダウンカウンタ回路３０
の計数出力を４ビットとし、かつこれらに対応するアッ
プダウンカウンタ回路３０の各出力端子ＱA、ＱB、Ｑ
C、ＱDの出力、（Ｌ、Ｌ、Ｌ、Ｈ）をデフォルト値とし
ておけば、１シンボル区間において、アップダウンカウ
ンタ回路３０の各出力端子ＱA、ＱB、ＱC、ＱDの出力が
（Ｈ、Ｈ、Ｌ、Ｈ）となれば、入力角度変調波ａが再生
搬送波ｅに対し３ビット分位相が進んだことになる。但
し、クロック回路３０ａの各クロックパルスは、入力角
度変調波ａに与えられた位相偏位量を十分に判定でき、
かつ位相ジッタも十分に考慮した高周波数を有するもの
とする。なお、アップダウンカウンタ３０は、エクスク
ルーシブ０Ｒゲート１０からの排他的論理和出力ｂに対
する計数出力及びフリップフロップ３０からの位相偏位
方向出力ｃに対する計数出力をＭビットの出力として出
力する。また、このＭビットの全出力は１シンボル区間
内の位相偏位量をＭ分割した値を表す。

【００１３】また、演算処理回路４０は、アップダウン
カウンタ回路３０からのＭビットの計数出力のうち、上
位ビットにより前記位相偏位量から前記データ信号を識
別し復調データとして出力する。これは、例えば、ＱＰ
ＳＫ変調の場合、０相、（π／２）相、π相及び（３π
／２）相の４位相に限られ、位相偏位量からデータを復
調するには上位２ビットのみで可能であることを意味す
る。また、演算処理回路４０は、アップダウンカウンタ
回路３０からのＭビットの計数出力のうち、上位Ｎ（＜
Ｍ）ビットを、再生搬送波ｅの位相判別に必要なディジ
タル位相判別データとして位相制御回路５０に出力す
る。但し、当該上位Ｎビットは、フェージング等のノイ
ズで位相偏位量に誤差が混入した場合に、１シンボル区
間内で位相制御の補正が可能な上位ビット数とする。な
お、このＮビットを増加することは、再生搬送波の発生
する元の発振周波数の増加が必要となる。

【００１４】また、演算処理回路４０は、アップダウン
カウンタ回路３０からのＭビットの計数出力のうち、
（Ｍ−Ｎ）ビットを、１シンボル区間内で制御できない
位相偏位量誤差に相当するものとして、数シンボル区間
に亘り蓄積することにより、フェージング及び周波数ド
リフトに対する再生搬送波の位相制御に必要なディジタ
ル位相制御データとして位相制御回路５０に出力する。

【００１５】位相制御回路５０は、演算処理回路４０か
らディジタル位相判別データ及びディジタル位相制御デ
ータを受けて、同ディジタル位相判別データにより１シ
ンボル区間内の再生搬送波ｅの位相を判別し、この判別
結果との関連で、発振器５０ａから生ずる発振パルスに
応じて前記ディジタル位相制御データにより１シンボル
区間の位相偏位量分だけ再生搬送波ｅの位相をディジタ
ル的に制御して再生搬送波ｅとして出力する。但し、位
相制御回路５０による位相制御のタイミングは入力角度
変調波ａの位相偏位量が最大となる１シンボル区間内の
最後の位置とし、このタイミングで、上述のアップダウ
ンカウンタ回路３０もデフォルト値にリセットし、次の
シンボル区間の最初から次の入力角度変調波ａの位相偏
位量に対し加減動作を始めるように設定しておく（図１
（Ｂ）参照）。

【００１６】以上のように構成した本実施例において、
本発明に係るディジタル復調器を作動状態におけば、エ
クスクルーシブ０Ｒゲート１０が、入力角度変調波ａ
と、位相制御回路５０からの再生搬送波ｅとの排他的論
理和をとり排他的論理和出力ｂとして順次出力し、一
方、フリップフロップ２０が、位相制御回路５０からの
再生搬送波ｅのレベル変化に応じたフリップフロップ作
用により、入力角度変調波ａをレベル変換しこれを位相
偏位方向出力ｃとして順次出力する。

【００１７】すると、アップダウンカウンタ３０が、エ
クスクルーシブＯＲゲート１０からの排他的論理和出力
ｂのハイレベルＨ毎に、クロック回路３０ａからの各ク
ロックパルスを計数して前記位相偏位量を計算する。ま
た、アップダウンカウンタ３０が、そのリセットレベル
ＲL を基準に、フリップフロップ３０からの位相偏位方
向出力ｃのハイレベル時にはクロック回路３０ａからの
各クロックパルスを加算計数し、一方フリップフロップ
３０からの位相偏位方向出力ｃのローレベル時にはクロ
ック回路３０ａからの各クロックパルスを減算計数す
る。しかして、アップダウンカウンタ３０は、排他的論
理和出力ｂに対する計数出力及び位相偏位方向出力ｃに
対する計数出力をＭビット出力として出力する。

【００１８】このようにしてアップダウンカウンタ３０
からＭビット出力が出力されると、演算処理回路４０
が、同Ｍビット出力のうちの上位ビットにより前記位相
偏位量から復調データを識別して出力し、同Ｍビット出
力のうちの上位Ｎビットをディジタル位相判別データと
して出力し、かつ、同Ｍビット出力のうちの（Ｍ−Ｎ）
ビットをディジタル位相制御データとして出力する。す
ると、位相制御回路５０が、演算処理回路３０からディ
ジタル位相判別データ及びディジタル位相制御データを
受けて、同ディジタル位相判別データにより１シンボル
区間内の再生搬送波ｅの位相を判別し、この判別結果と
の関連で、発振器５０ａから生ずる発振パルスに応じて
前記ディジタル位相制御データにより１シンボル区間の
位相偏位量分だけ再生搬送波ｅの位相をディジタル的に
制御して再生搬送波ｅとしてエクスクルーシブＯＲゲー
ト１０及びフリップフロップ２０に出力する。

【００１９】これにより、次のシンボル区間で検波の基
準となる再生搬送波ｅは１シンボル区間前の入力角度変
調波ａの位相量分シフトした形になり、その結果、１シ
ンボル遅延検波とほぼ同等の動作となる。従って、１シ
ンボル区間毎に位相制御された再生搬送波はエクスクル
ーシブＯＲゲート１０とフリップフロップ２０の各入力
側にてシンボル区間の最初では入力角度変調波の位相が
一致した形となる（図１（Ｂ）参照）。

【００２０】以上説明したように、１シンボル区間内で
入力角度変調波ａの位相偏位量が２π以下の場合、その
検出において−πから＋πに変換することにより、エク
スクルーシブＯＲゲート１０及びフリップフロップ回路
２０等のディジタル回路構成のみで位相検波が可能とな
る。また、１シンボル区間内でエクスクルーシブＯＲゲ
ート１０の出力を加算的に処理しているため、演算処理
回路４０の判定タイミングでノイズがあってもそれまで
の加算値は保持されるため、復調データへの誤差の混入
を防止し得る。また、１シンボル区間毎のフェージング
に対する位相制御、数シンボル区間に亘る周波数ドリフ
トに対する位相制御により良好な検波特性を得ることが
できる。また、本発明はディジタル回路のみにより実現
することができ、その結果、無調整化及び消費電力の低
減化並びにＩＣ化が可能となりコストの低下にも有益で
ある。

【００２１】なお、本発明の実施にあたり、位相偏位方
向出力ｃにおける位相偏位方向に関しては、前記実施例
とは逆に、入力角度変調波ａの位相が再生搬送波ｅの位
相よりも進んでいる場合に位相偏位方向出力ｃがローレ
ベルＬにあり、一方、入力角度変調波ａの位相が再生搬
送波ｅの位相よりも遅れている場合に位相偏位方向出力
ｃがハイレベルＨにあるようにしてもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック回路図及び同
ブロック回路図における主要回路素子の入出力波形を示
すタイムチャートである。

【図２】誤差が生ずる場合を説明するためのアイパター
ンの判定タイミングとの関係を示すグラフである。

【符号の説明】

１０…エクスクルーシブＯＲゲート、２０…フリップフ
ロップ、３０…アップダウンカウンタ回路、３０ａ…ク
ロック回路、４０…演算処理回路、５０…位相制御回
路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】データ信号により搬送波をディジタル的に
   角度変調してなるディジタル角度変調波の再生搬送波に
   対する位相偏位量をディジタル的に検出する位相偏位量
   検出手段と、 前記ディジタル角度変調波の前記再生搬送波に対する位
   相偏位方向をディジタル的に検出する位相偏位方向検出
   手段と、 前記検出位相偏位量をサンプリングしこれら各サンプリ
   ング結果をディジタル加算的に前記位相偏位量として計
   算するとともに、前記検出位相偏位方向に基づき前記デ
   ィジタル角度変調波の前記再生搬送波に対する位相の遅
   相又は進相をディジタル的に計算し、これら計算結果を
   計算出力として出力する計算手段と、 前記計算出力に基づき、前記データ信号を識別して復調
   データとして出力するとともに前記搬送波の位相を前記
   位相偏位量だけシフトするように制御して前記再生搬送
   波を出力する復調再生手段とからなるディジタル復調
   器。