JPH05244773A - 変換器の制御装置 - Google Patents
変換器の制御装置Info
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- JPH05244773A JPH05244773A JP4265892A JP4265892A JPH05244773A JP H05244773 A JPH05244773 A JP H05244773A JP 4265892 A JP4265892 A JP 4265892A JP 4265892 A JP4265892 A JP 4265892A JP H05244773 A JPH05244773 A JP H05244773A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流電流の負荷分担を安定して制御する変換
器の制御装置を得る。 【構成】 各々の交流−直流変換器２１，３１から直流
母線５に流れる電流を検出する電流検出器２１１Ａと、
この検出信号に応じて交流−直流変換器２１，３１の出
力を調整することにより、直流電流の負荷分担を制御す
る制御手段２１０，２１２Ａ〜２１８とで構成する。 【効果】 各々の交流−直流変換器の出力電流をほぼ一
致させることができるので、負荷電流の影響を受けず、
信頼性の高い安定した並列運転ができる。
器の制御装置を得る。 【構成】 各々の交流−直流変換器２１，３１から直流
母線５に流れる電流を検出する電流検出器２１１Ａと、
この検出信号に応じて交流−直流変換器２１，３１の出
力を調整することにより、直流電流の負荷分担を制御す
る制御手段２１０，２１２Ａ〜２１８とで構成する。 【効果】 各々の交流−直流変換器の出力電流をほぼ一
致させることができるので、負荷電流の影響を受けず、
信頼性の高い安定した並列運転ができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、変換器の制御装置に
関し、特に、複数組の交流−直流変換器から構成され、
各々の直流回路が共通の直流母線に接続され、例えば並
列運転される直流電源装置や、並列運転される無停電電
源装置に適用される変換器の並列運転装置の直流電流の
負荷分担を制御する制御装置に関するものである。
関し、特に、複数組の交流−直流変換器から構成され、
各々の直流回路が共通の直流母線に接続され、例えば並
列運転される直流電源装置や、並列運転される無停電電
源装置に適用される変換器の並列運転装置の直流電流の
負荷分担を制御する制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１０は例えば特願昭63−133827号公報
に示された従来の変換器の並列運転装置を示す構成図で
ある。図において、１は交流電源、２は交流電源１に接
続された１号変換器であって、この１号変換器２は、交
流−直流変換器２１及び直流−交流変換器２２から成
る。３は１号変換器２に並列接続されてこれと並列運転
を行う２号変換器であって、この２号変換器３は、交流
−直流変換器３１及び直流−交流変換器３２から成る。
４は変換器２及び３の出力側に接続された負荷、５は変
換器２及び３の直流回路、即ち交流−直流変換器２１及
び３１の出力側を共通接続する直流母線、６は直流母線
５に接続された電力蓄積手段としての蓄電池である。
に示された従来の変換器の並列運転装置を示す構成図で
ある。図において、１は交流電源、２は交流電源１に接
続された１号変換器であって、この１号変換器２は、交
流−直流変換器２１及び直流−交流変換器２２から成
る。３は１号変換器２に並列接続されてこれと並列運転
を行う２号変換器であって、この２号変換器３は、交流
−直流変換器３１及び直流−交流変換器３２から成る。
４は変換器２及び３の出力側に接続された負荷、５は変
換器２及び３の直流回路、即ち交流−直流変換器２１及
び３１の出力側を共通接続する直流母線、６は直流母線
５に接続された電力蓄積手段としての蓄電池である。
【０００３】次に動作について説明する。交流電源１が
その交流電力は交流−直流変換器２１及び３１に供給さ
れて一旦直流電力に変換された後、夫々直流−交流変換
器２２及び３２に供給されて再度交流電力に変換されて
負荷４に供給される。
その交流電力は交流−直流変換器２１及び３１に供給さ
れて一旦直流電力に変換された後、夫々直流−交流変換
器２２及び３２に供給されて再度交流電力に変換されて
負荷４に供給される。
【０００４】この通常運転時には、また交流−直流変換
器２１及び３１からの直流電流が蓄電池６に供給されて
いわゆる浮動充電がなされている。
器２１及び３１からの直流電流が蓄電池６に供給されて
いわゆる浮動充電がなされている。
【０００５】そして、停電時には蓄電池６からの直流電
流が直流−交流変換器２２及び３２で交流電流に変換さ
れて負荷４に供給される。このように、蓄電池６を共用
することにより、個別に蓄電池を持つよりも設備容量が
小さくなり、経済的な並列運転装置を構成することがで
きる。
流が直流−交流変換器２２及び３２で交流電流に変換さ
れて負荷４に供給される。このように、蓄電池６を共用
することにより、個別に蓄電池を持つよりも設備容量が
小さくなり、経済的な並列運転装置を構成することがで
きる。
【０００６】また、図１１は従来の別な変換器の並列運
転装置を示す構成図であり、交流−直流変換器２１及び
３１を並列運転させ、蓄電池６を浮動充電しながら交流
−直流変換器２１及び３１からの直流電力を夫々負荷４
１及び４２に供給するものである。
転装置を示す構成図であり、交流−直流変換器２１及び
３１を並列運転させ、蓄電池６を浮動充電しながら交流
−直流変換器２１及び３１からの直流電力を夫々負荷４
１及び４２に供給するものである。
【０００７】図１２は同一構成をとる交流−直流変換器
２１及び３１のうち、代表的に交流−直流変換器２１の
具体例を示す回路図である。図において、ＴＲＣはトラ
ンス、ＴＨＹ１〜ＴＨＹ６はトランスＴＲＣに接続さ
れ、３相ブリッジ回路を構成する制御整流素子例えばサ
イリスタ、ＤＣＬは３相ブリッジ回路の出力側に接続さ
れた直流リアクトルである。
２１及び３１のうち、代表的に交流−直流変換器２１の
具体例を示す回路図である。図において、ＴＲＣはトラ
ンス、ＴＨＹ１〜ＴＨＹ６はトランスＴＲＣに接続さ
れ、３相ブリッジ回路を構成する制御整流素子例えばサ
イリスタ、ＤＣＬは３相ブリッジ回路の出力側に接続さ
れた直流リアクトルである。
【０００８】図１２において、サイリスタＴＨＹ１〜Ｔ
ＨＹ６の点弧位相を制御することにより、入力端子Ｕ，
Ｖ，Ｗから入力された交流電圧が所定の直流電圧に変換
されて出力端子Ｐ，Ｎに出力される。
ＨＹ６の点弧位相を制御することにより、入力端子Ｕ，
Ｖ，Ｗから入力された交流電圧が所定の直流電圧に変換
されて出力端子Ｐ，Ｎに出力される。
【０００９】図１３は同一構成をとる直流−交流変換器
２２及び３２のうち、代表的に直流−交流変換器２２の
具体例を示す回路図である。図において、Ｃは入力端子
ｐ，ｎ間に接続された直流コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ６は直
流コンデンサＣの両端間に接続され、３相ブリッジイン
バータ回路を構成する自己消弧素子例えばトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６、ＬＳは３相ブリッジインバータ回路の出力
側に接続されたフィルタリアクトル、ＣＰはフィルタリ
アクトルの出力側に接続されたフィルタコンデンサ、Ｔ
ＲＩはフィルタコンデンサＣＰの出力側に接続されるト
ランスである。
２２及び３２のうち、代表的に直流−交流変換器２２の
具体例を示す回路図である。図において、Ｃは入力端子
ｐ，ｎ間に接続された直流コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ６は直
流コンデンサＣの両端間に接続され、３相ブリッジイン
バータ回路を構成する自己消弧素子例えばトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６、ＬＳは３相ブリッジインバータ回路の出力
側に接続されたフィルタリアクトル、ＣＰはフィルタリ
アクトルの出力側に接続されたフィルタコンデンサ、Ｔ
ＲＩはフィルタコンデンサＣＰの出力側に接続されるト
ランスである。
【００１０】図１３において、３相ブリッジインバータ
回路の各アームに設けられたトランジスタＱ１〜Ｑ６を
出力周波数（例えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１００倍
程度の高周波でスイッチングすることにより、入力端子
ｐ，ｎ側からの直流電圧が正弦波の基本波を含んだ矩形
波状の高周波交流電圧に変換される。この高周波交流電
圧はフィルタリアクトルＬＳ及びフィルタコンデンサＣ
Ｐに供給されて高調波が除去され、トランスＴＲＩを介
して出力端子ｕ，ｖ，ｗに正弦波の交流電圧として出力
される。
回路の各アームに設けられたトランジスタＱ１〜Ｑ６を
出力周波数（例えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１００倍
程度の高周波でスイッチングすることにより、入力端子
ｐ，ｎ側からの直流電圧が正弦波の基本波を含んだ矩形
波状の高周波交流電圧に変換される。この高周波交流電
圧はフィルタリアクトルＬＳ及びフィルタコンデンサＣ
Ｐに供給されて高調波が除去され、トランスＴＲＩを介
して出力端子ｕ，ｖ，ｗに正弦波の交流電圧として出力
される。
【００１１】図１４は従来の変換器の制御装置を示す構
成図であって、ここでは、交流−直流変換器２１及び３
１のうち、代表的に交流−直流変換器２１に適用された
ものを示している。
成図であって、ここでは、交流−直流変換器２１及び３
１のうち、代表的に交流−直流変換器２１に適用された
ものを示している。
【００１２】図１４において、２１０は直流電圧の基準
地Ｖrefを発生する電圧基準発生回路、２１１は交流−
直流変換器２１から出力される直流電流を検出する電流
検出器、２１２は電流検出器２１１で検出される出力直
流電流が増大するとこれに比例して電圧が負側に増大す
るＦなる特性を有する電流制御回路、２１３は電圧基準
発生回路２１０からの電圧基準値Ｖrefと電流制御回路
２１２の出力を加算する加算器、２１４は交流−直流変
換器２１から出力される直流電圧を検出する電圧検出器
である。
地Ｖrefを発生する電圧基準発生回路、２１１は交流−
直流変換器２１から出力される直流電流を検出する電流
検出器、２１２は電流検出器２１１で検出される出力直
流電流が増大するとこれに比例して電圧が負側に増大す
るＦなる特性を有する電流制御回路、２１３は電圧基準
発生回路２１０からの電圧基準値Ｖrefと電流制御回路
２１２の出力を加算する加算器、２１４は交流−直流変
換器２１から出力される直流電圧を検出する電圧検出器
である。
【００１３】２１５は加算器２１３の出力と電圧検出器
２１４の出力を加算する加算器、２１６は加算器２１５
の出力に応じて電圧制御信号を発生する電圧制御回路、
２１７は交流電源１からの交流電圧に同期した同期信号
を発生するフェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路、２
１８はＰＬＬ回路２１７からの同期信号に同期して電圧
制御回路２１６からの電圧制御信号に応じたゲートパル
スを交流−直流変換器２１のサイリスタの点弧信号とし
て発生するゲートパルス発生回路である。
２１４の出力を加算する加算器、２１６は加算器２１５
の出力に応じて電圧制御信号を発生する電圧制御回路、
２１７は交流電源１からの交流電圧に同期した同期信号
を発生するフェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路、２
１８はＰＬＬ回路２１７からの同期信号に同期して電圧
制御回路２１６からの電圧制御信号に応じたゲートパル
スを交流−直流変換器２１のサイリスタの点弧信号とし
て発生するゲートパルス発生回路である。
【００１４】次に図１４の動作について説明する。交流
電源１からの交流電力が交流−直流変換器２１で直流電
力に変換されて負荷側に供給されると共に直流母線５を
介して蓄電池６に供給される。
電源１からの交流電力が交流−直流変換器２１で直流電
力に変換されて負荷側に供給されると共に直流母線５を
介して蓄電池６に供給される。
【００１５】電流検出器２１１により交流−直流変換器
２１からの出力直流電流ＩRDが検出されて電流制御回路
２１２に供給される。電流制御回路２１２は出力直流電
流ＩRDに応じて負の電圧を加算器２１３に発生して電圧
基準発生回路２１０からの電圧基準値Ｖrefを下げるよ
うに働く。
２１からの出力直流電流ＩRDが検出されて電流制御回路
２１２に供給される。電流制御回路２１２は出力直流電
流ＩRDに応じて負の電圧を加算器２１３に発生して電圧
基準発生回路２１０からの電圧基準値Ｖrefを下げるよ
うに働く。
【００１６】加算器２１３の出力が加算器２１５に供給
され、また、電圧検出器２１４で検出された交流−直流
変換器２１からの出力直流電圧ＶDが加算器２１５に逆
極性で帰還されて加算される。電圧制御回路２１６は加
算器２１５からの出力に応じて電圧制御信号をゲートパ
ルス発生回路２１８に供給する。
され、また、電圧検出器２１４で検出された交流−直流
変換器２１からの出力直流電圧ＶDが加算器２１５に逆
極性で帰還されて加算される。電圧制御回路２１６は加
算器２１５からの出力に応じて電圧制御信号をゲートパ
ルス発生回路２１８に供給する。
【００１７】ゲートパルス発生回路２１８は、ＰＬＬ回
路２１７からの同期信号に同期して電圧制御回路２１６
からの電圧制御信号に応じてゲートパルスを交流−直流
変換器２１のサイリスタの点弧信号として発生する。
路２１７からの同期信号に同期して電圧制御回路２１６
からの電圧制御信号に応じてゲートパルスを交流−直流
変換器２１のサイリスタの点弧信号として発生する。
【００１８】交流−直流変換器２１は、ゲートパルス発
生回路２１８からの点弧信号に応じてその出力直流電圧
ＶDを制御される。つまり、電圧制御回路２１６は、交
流−直流変換器２１の出力直流電圧ＶDが電圧基準値Ｖ
refどおりになるようにサイリスタの点弧位相を制御す
る。従って、交流−直流変換器２１の出力直流電圧
ＶD、即ち直流母線５の電圧は出力直流電流ＩRDに応じ
て垂下特性を有する。
生回路２１８からの点弧信号に応じてその出力直流電圧
ＶDを制御される。つまり、電圧制御回路２１６は、交
流−直流変換器２１の出力直流電圧ＶDが電圧基準値Ｖ
refどおりになるようにサイリスタの点弧位相を制御す
る。従って、交流−直流変換器２１の出力直流電圧
ＶD、即ち直流母線５の電圧は出力直流電流ＩRDに応じ
て垂下特性を有する。
【００１９】そして、２台の交流−直流変換器２１及び
３１は同一の垂下特性を持つので、それぞれの出力直流
電流ＩRDが等しくなるように、即ち出力直流電流ＩRDが
等しく分担されるように制御される。
３１は同一の垂下特性を持つので、それぞれの出力直流
電流ＩRDが等しくなるように、即ち出力直流電流ＩRDが
等しく分担されるように制御される。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の制御装
置は以上のように構成されているので、次の３つの問題
点があった。第１の問題点は、２台の変換器及び制御装
置には構成部品の特性のばらつきなどにより電圧制御特
性（出力直流電圧ＶD）、垂下特性（加算器２１３の出
力）に若干の誤差を生じるために出力直流電流ＩSDの分
担制御が実質的には難しいという点である。第２の問題
点は、このような出力直流電流分担不平衡は当然交流入
力電流の不平衡にもなるので、各変換器の負荷率が違う
ために１台だけ過負荷になり運転信頼性に影響がでた
り、交流−直流変換器を組み合わせ多相整流回路で構成
してその入力側に流出する高調波を低減しようとしても
理論通りには高調波が低減できないという点である。第
３の問題点は、交流−直流変換器の出力直流電流には蓄
電池への充電電流の外に、直流−交流変換器を介して負
荷に供給される電流も含まれているために、分担制御が
変換器の並列運転装置の負荷率による影響を受け安定し
た並列運転が難しいという点である。
置は以上のように構成されているので、次の３つの問題
点があった。第１の問題点は、２台の変換器及び制御装
置には構成部品の特性のばらつきなどにより電圧制御特
性（出力直流電圧ＶD）、垂下特性（加算器２１３の出
力）に若干の誤差を生じるために出力直流電流ＩSDの分
担制御が実質的には難しいという点である。第２の問題
点は、このような出力直流電流分担不平衡は当然交流入
力電流の不平衡にもなるので、各変換器の負荷率が違う
ために１台だけ過負荷になり運転信頼性に影響がでた
り、交流−直流変換器を組み合わせ多相整流回路で構成
してその入力側に流出する高調波を低減しようとしても
理論通りには高調波が低減できないという点である。第
３の問題点は、交流−直流変換器の出力直流電流には蓄
電池への充電電流の外に、直流−交流変換器を介して負
荷に供給される電流も含まれているために、分担制御が
変換器の並列運転装置の負荷率による影響を受け安定し
た並列運転が難しいという点である。
【００２１】この発明は、このような問題点を解決する
ためになされたもので、直流電流を安定して分担制御す
る変換器の制御装置を提供することを目的とする。
ためになされたもので、直流電流を安定して分担制御す
る変換器の制御装置を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】第１の発明に係る変換器
の制御装置は、複数組の交流−直流変換器と、該交流−
直流変換器の各々の直流回路の共通母線に接続された電
力蓄積手段とを有する変換器の並列運転装置において、
上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に流れる
電流を検出する検出手段と該検出手段からの検出信号に
応じて上記交流−直流変換器の出力を調整して直流電流
の負荷分担を制御する第１の制御手段とを備えたもので
ある。
の制御装置は、複数組の交流−直流変換器と、該交流−
直流変換器の各々の直流回路の共通母線に接続された電
力蓄積手段とを有する変換器の並列運転装置において、
上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に流れる
電流を検出する検出手段と該検出手段からの検出信号に
応じて上記交流−直流変換器の出力を調整して直流電流
の負荷分担を制御する第１の制御手段とを備えたもので
ある。
【００２３】また、第２の発明に係る変換器の制御装置
は、複数組の交流−直流変換器と、該交流−直流変換器
の各々の直流回路の共通母線に接続された電力蓄積手段
とを有する変換器の並列運転装置において、上記各々の
交流−直流変換器から上記直流母線に流れる電流を検出
する検出手段と、該検出手段からの検出信号に応じて上
記交流−直流変換器の出力を調整して直流電流の負荷分
担を制御するとともに、上記各々の交流−直流変換器か
ら上記直流母線に流れる電流が所定の値を越えると上記
交流−直流変換器の出力電圧を低下させる第２の制御手
段とを備えたものである。
は、複数組の交流−直流変換器と、該交流−直流変換器
の各々の直流回路の共通母線に接続された電力蓄積手段
とを有する変換器の並列運転装置において、上記各々の
交流−直流変換器から上記直流母線に流れる電流を検出
する検出手段と、該検出手段からの検出信号に応じて上
記交流−直流変換器の出力を調整して直流電流の負荷分
担を制御するとともに、上記各々の交流−直流変換器か
ら上記直流母線に流れる電流が所定の値を越えると上記
交流−直流変換器の出力電圧を低下させる第２の制御手
段とを備えたものである。
【００２４】また、第３の発明に係る変換器の制御装置
は、複数組の交流−直流変換器と、該交流−直流変換器
の各々の直流回路の共通母線に接続された電力蓄積手段
とを有する変換器の並列運転装置において、上記各々の
交流−直流変換器から上記直流母線に流れる電流を検出
する検出手段と、該検出手段からの検出信号に応じて上
記交流−直流変換器の出力を調整して直流電流の負荷分
担を制御するとともに、上記各々の交流−直流変換器か
ら上記直流母線に流れる電流が所定の値を越えると上記
交流−直流変換器の出力電圧を上記電力蓄積手段の放電
開始電圧よりもやや高い電圧値に低下させる第３の制御
手段とを備えたものである。
は、複数組の交流−直流変換器と、該交流−直流変換器
の各々の直流回路の共通母線に接続された電力蓄積手段
とを有する変換器の並列運転装置において、上記各々の
交流−直流変換器から上記直流母線に流れる電流を検出
する検出手段と、該検出手段からの検出信号に応じて上
記交流−直流変換器の出力を調整して直流電流の負荷分
担を制御するとともに、上記各々の交流−直流変換器か
ら上記直流母線に流れる電流が所定の値を越えると上記
交流−直流変換器の出力電圧を上記電力蓄積手段の放電
開始電圧よりもやや高い電圧値に低下させる第３の制御
手段とを備えたものである。
【００２５】また、第４の発明に係る変換器の制御装置
は、交流−直流変換器は入力トランスの移相角を互いに
変えた多相整流回路で構成されるものである。
は、交流−直流変換器は入力トランスの移相角を互いに
変えた多相整流回路で構成されるものである。
【００２６】また、第５の発明に係る変換器の制御装置
は、交流−直流変換器は、双方向に電力変換可能である
ものである。
は、交流−直流変換器は、双方向に電力変換可能である
ものである。
【００２７】
【作用】第１の発明においては、各交流−直流変換器か
ら直流母線に流れる電流を検出し、その検出信号のレベ
ルに応じて各交流−直流変換器の出力直流電流がほぼ等
しくなるように制御して信頼性の高い安定した並列運転
を得る。
ら直流母線に流れる電流を検出し、その検出信号のレベ
ルに応じて各交流−直流変換器の出力直流電流がほぼ等
しくなるように制御して信頼性の高い安定した並列運転
を得る。
【００２８】また、第２の発明においては、各交流−直
流変換器から直流母線に流れる電流を検出し、その検出
信号のレベルに応じて各交流−直流変換器の出力直流電
流がほぼ等しくなるように制御すると共に、各交流−直
流変換器から直流母線に流れる電流が所定の値を越えた
ら当該交流−直流変換器の出力電圧を低下させて電力蓄
積手段に過大な電流が流れるのを防ぐ。
流変換器から直流母線に流れる電流を検出し、その検出
信号のレベルに応じて各交流−直流変換器の出力直流電
流がほぼ等しくなるように制御すると共に、各交流−直
流変換器から直流母線に流れる電流が所定の値を越えた
ら当該交流−直流変換器の出力電圧を低下させて電力蓄
積手段に過大な電流が流れるのを防ぐ。
【００２９】また、第３の発明においては、各交流−直
流変換器から直流母線に流れる電流を検出し、その検出
信号のレベルに応じて各交流−直流変換器の出力直流電
流がほぼ等しくなるように制御すると共に、各交流−直
流変換器から直流母線に流れる電流が所定の値を越えた
ら当該交流−直流変換器の出力電圧を電力蓄積手段の放
電開始電圧よりもやや高い電圧値に低下させて、並列運
転の信頼性を高める。
流変換器から直流母線に流れる電流を検出し、その検出
信号のレベルに応じて各交流−直流変換器の出力直流電
流がほぼ等しくなるように制御すると共に、各交流−直
流変換器から直流母線に流れる電流が所定の値を越えた
ら当該交流−直流変換器の出力電圧を電力蓄積手段の放
電開始電圧よりもやや高い電圧値に低下させて、並列運
転の信頼性を高める。
【００３０】また、第４の発明においては、複数組の交
流−直流変換器の入力トランスの移相角を互いに変えた
多層整流回路に構成して入力高調波を低減する。
流−直流変換器の入力トランスの移相角を互いに変えた
多層整流回路に構成して入力高調波を低減する。
【００３１】また、第５の発明においては、交流−直流
変換器を双方向に電力変換可能となし、負荷電流、蓄電
池充電電流が零か非常に小さい領域でも安定した並列運
転を得る。
変換器を双方向に電力変換可能となし、負荷電流、蓄電
池充電電流が零か非常に小さい領域でも安定した並列運
転を得る。
【００３２】
【実施例】以下、この発明の諸実施例を図について説明
する。 実施例１．図１はこの発明の一実施例を示す構成図であ
って、ここでは、交流−直流変換器２１及び３１のうち
代表的に交流−直流変換器２１に適用されたものを示し
ている。図１において、図１４と対応する部分には同一
符号を付し、その詳細説明を省略する。２１１Ａは交流
−直流変換器２１から直流母線５に流れる電流ＩBを検
出する電流検出手段としての電流検出器、２１２Ａは電
流検出器２１１Ａで検出された電流ＩBに応じて出力直
流電圧ＶDを下げる図２に示すようなＧ1なる電圧−電流
特性を有する電流制御回路である。なお、２１０，２１
２Ａ〜２１８は第１の制御手段を構成する。
する。 実施例１．図１はこの発明の一実施例を示す構成図であ
って、ここでは、交流−直流変換器２１及び３１のうち
代表的に交流−直流変換器２１に適用されたものを示し
ている。図１において、図１４と対応する部分には同一
符号を付し、その詳細説明を省略する。２１１Ａは交流
−直流変換器２１から直流母線５に流れる電流ＩBを検
出する電流検出手段としての電流検出器、２１２Ａは電
流検出器２１１Ａで検出された電流ＩBに応じて出力直
流電圧ＶDを下げる図２に示すようなＧ1なる電圧−電流
特性を有する電流制御回路である。なお、２１０，２１
２Ａ〜２１８は第１の制御手段を構成する。
【００３３】次に動作について図２を参照して説明す
る。なお、図２において、横軸は直流線５に流れる電流
ＩB、縦軸は交流−直流変換器２１，３１より出力され
る直流電圧ＶDである。また、３０１ａ，３０１ｂはそ
れぞれ交流−直流変換器２１，３１のＩB−ＶD特性を示
しており、主回路、制御回路のわずかの特性差により異
なる特性になっている。また、Ｖrefa，Ｖrefbはそれぞ
れ交流−直流変換器２１，３１内の電圧基準値、ＩBa，
ＩBbはそれぞれ交流−直流変換器２１，３１より直流母
線に流れ出る電流である。
る。なお、図２において、横軸は直流線５に流れる電流
ＩB、縦軸は交流−直流変換器２１，３１より出力され
る直流電圧ＶDである。また、３０１ａ，３０１ｂはそ
れぞれ交流−直流変換器２１，３１のＩB−ＶD特性を示
しており、主回路、制御回路のわずかの特性差により異
なる特性になっている。また、Ｖrefa，Ｖrefbはそれぞ
れ交流−直流変換器２１，３１内の電圧基準値、ＩBa，
ＩBbはそれぞれ交流−直流変換器２１，３１より直流母
線に流れ出る電流である。
【００３４】交流電源１からの交流電力が交流−直流変
換器２１で直流電力に変換されて負荷側に供給されると
共に直流母線５を介して蓄電池６に供給される。
換器２１で直流電力に変換されて負荷側に供給されると
共に直流母線５を介して蓄電池６に供給される。
【００３５】電流検出器２１１Ａにより交流−直流変換
器２１から直流母線５に流れる電流ＩBが検出されて電
流制御回路２１２Ａに供給される。電流制御回路２１２
Ａは電流ＩBに応じて低下する電圧を加算器２１３に発
生して電圧基準発生回路２１０からの電圧基準値Ｖref
を下げるように働く。
器２１から直流母線５に流れる電流ＩBが検出されて電
流制御回路２１２Ａに供給される。電流制御回路２１２
Ａは電流ＩBに応じて低下する電圧を加算器２１３に発
生して電圧基準発生回路２１０からの電圧基準値Ｖref
を下げるように働く。
【００３６】加算器２１３の出力が加算器２１５に供給
され、また、電圧検出器２１４で検出された交流−直流
変換器２１からの出力直流電圧ＶDが加算器２１５に逆
極性で帰還されて加算される。電圧制御回路２１６は加
算器２１５からの出力に応じて電圧制御信号をゲートパ
ルス発生回路２１８に供給する。
され、また、電圧検出器２１４で検出された交流−直流
変換器２１からの出力直流電圧ＶDが加算器２１５に逆
極性で帰還されて加算される。電圧制御回路２１６は加
算器２１５からの出力に応じて電圧制御信号をゲートパ
ルス発生回路２１８に供給する。
【００３７】ゲートパルス発生回路２１８は、ＰＬＬ回
路２１７からの同期信号に同期して電圧制御回路２１６
からの電圧制御信号に応じてゲートパルス交流−直流変
換器２１のサイリスタの点弧信号として発生する。
路２１７からの同期信号に同期して電圧制御回路２１６
からの電圧制御信号に応じてゲートパルス交流−直流変
換器２１のサイリスタの点弧信号として発生する。
【００３８】交流−直流変換器２１は、ゲートパルス発
生回路２１８からの点弧信号に応じてその出力直流電圧
ＶDを制御される。つまり、電圧制御回路２１６は、交
流−直流変換器２１の出力直流電圧ＶDが電圧基準値Ｖ
refどおりになるようにサイリスタの点弧位相を制御す
る。従って、交流−直流変換器２１の出力直流電圧
ＶD、即ち直流母線５の電圧は出力直流電流ＩRDに応じ
て垂下特性を有する。
生回路２１８からの点弧信号に応じてその出力直流電圧
ＶDを制御される。つまり、電圧制御回路２１６は、交
流−直流変換器２１の出力直流電圧ＶDが電圧基準値Ｖ
refどおりになるようにサイリスタの点弧位相を制御す
る。従って、交流−直流変換器２１の出力直流電圧
ＶD、即ち直流母線５の電圧は出力直流電流ＩRDに応じ
て垂下特性を有する。
【００３９】そして、２台の交流−直流変換器２１及び
３１は同一の垂下特性を持つので、それぞれの出力直流
電流ＩRDが等しくなるように、即ち出力直流電流ＩRDが
等しく分担されるように制御される。
３１は同一の垂下特性を持つので、それぞれの出力直流
電流ＩRDが等しくなるように、即ち出力直流電流ＩRDが
等しく分担されるように制御される。
【００４０】ここで、直流母線５の電圧ＶDは、各変換
器の出力電流即ち負荷に流れる電流と充電電流の和（Ｉ
RD＝ＩD＋ＩB）によっては決まらず、充電電流ＩBによ
る垂下特性Ｇ1によってのみ定まる。即ち、交流−直流
変換器２１，３１の出力側は共通の直流母線５に接続さ
れているので、それぞれの直流電圧は等しい値、例えば
図２のＶdになり、各変換器２１，３１から直流母線５
に流れる電流は、それぞれＩBa，ＩBbになり、特性３０
１ａ，ｂによって定まるほぼ一致した電流が流れる。こ
れらの電流の和（ＩBa＋ＩBb）が蓄電池６を充電する電
流になる。
器の出力電流即ち負荷に流れる電流と充電電流の和（Ｉ
RD＝ＩD＋ＩB）によっては決まらず、充電電流ＩBによ
る垂下特性Ｇ1によってのみ定まる。即ち、交流−直流
変換器２１，３１の出力側は共通の直流母線５に接続さ
れているので、それぞれの直流電圧は等しい値、例えば
図２のＶdになり、各変換器２１，３１から直流母線５
に流れる電流は、それぞれＩBa，ＩBbになり、特性３０
１ａ，ｂによって定まるほぼ一致した電流が流れる。こ
れらの電流の和（ＩBa＋ＩBb）が蓄電池６を充電する電
流になる。
【００４１】このように本実施例では、各交流−直流変
換器の出力電流を実質的に一致させることができ、ま
た、負荷電流を含まない蓄電池へ流れる充電電流のみを
検出しているので、分担制御が変換器の並列運転装置の
負荷率による影響を受けない。
換器の出力電流を実質的に一致させることができ、ま
た、負荷電流を含まない蓄電池へ流れる充電電流のみを
検出しているので、分担制御が変換器の並列運転装置の
負荷率による影響を受けない。
【００４２】実施例２．図３はこの発明の他の実施例を
示す構成図であって、本実施例でも上述同様、交流−直
流変換器２１及び３１のうち代表的に交流−直流変換器
２１に適用されたものを示している。図３において、図
１４及び図１と対応する部分には同一符号を付し、その
詳細説明を省略する。２１２Ｂは電流検出器２１１Ａで
検出された電流ＩBに応じて下げ、そして充電制限電流
（ＩBL／ｎ）以上の電流が流れようとすると出力直流電
圧を垂下させる図４に示すようなＧ2なる電圧−電流特
性を有する電流制御回路である。ここで、ＩBLは蓄電池
６が受け入れられる充電電流の最大値であり、蓄電池の
特性及びシステム設計上定まる値、ｎは並列運転する変
換器の数である。なお、２１０，２１２Ｂ〜２１８は第
２の制御手段を構成する。
示す構成図であって、本実施例でも上述同様、交流−直
流変換器２１及び３１のうち代表的に交流−直流変換器
２１に適用されたものを示している。図３において、図
１４及び図１と対応する部分には同一符号を付し、その
詳細説明を省略する。２１２Ｂは電流検出器２１１Ａで
検出された電流ＩBに応じて下げ、そして充電制限電流
（ＩBL／ｎ）以上の電流が流れようとすると出力直流電
圧を垂下させる図４に示すようなＧ2なる電圧−電流特
性を有する電流制御回路である。ここで、ＩBLは蓄電池
６が受け入れられる充電電流の最大値であり、蓄電池の
特性及びシステム設計上定まる値、ｎは並列運転する変
換器の数である。なお、２１０，２１２Ｂ〜２１８は第
２の制御手段を構成する。
【００４３】次に動作について図４を参照して説明す
る。なお、図４において、３０２ａ，３０２ｂはそれぞ
れ交流−直流変換器２１，３１のＩB−ＶD特性を示して
おり、主回路、制御回路のわずかの特性差により異なる
特性になっている。変換器２１から直流母線５に流れる
電流がＩBL／ｎ以下の時は実施例１と同様の動作をす
る。
る。なお、図４において、３０２ａ，３０２ｂはそれぞ
れ交流−直流変換器２１，３１のＩB−ＶD特性を示して
おり、主回路、制御回路のわずかの特性差により異なる
特性になっている。変換器２１から直流母線５に流れる
電流がＩBL／ｎ以下の時は実施例１と同様の動作をす
る。
【００４４】そして、蓄電池６が放電した後の回復充電
期間等にＩBL／ｎを越える電流が流れようとすると、図
４の特性に従って出力直流電圧ＶDが垂下して蓄電池６
の充電状態に応じて定まるある動作点の回復充電電圧
（充電中の蓄電池６の端子電圧）になる。従って、蓄電
池に過大な電流が流れずに定電圧−定電流充電をするこ
とができる。
期間等にＩBL／ｎを越える電流が流れようとすると、図
４の特性に従って出力直流電圧ＶDが垂下して蓄電池６
の充電状態に応じて定まるある動作点の回復充電電圧
（充電中の蓄電池６の端子電圧）になる。従って、蓄電
池に過大な電流が流れずに定電圧−定電流充電をするこ
とができる。
【００４５】このように本実施例では、蓄電池に過大な
充電電流が流れるのを防ぐことができ、安定した運転が
可能となる。
充電電流が流れるのを防ぐことができ、安定した運転が
可能となる。
【００４６】実施例３．図５はこの発明の他の実施例を
示す構成図であって、本実施例でも上述同様、交流−直
流変換器２１及び３１のうち代表的に交流−直流変換器
２１に適用されたものを示している。図５において、図
１４及び図１と対応する部分には同一符号を付し、その
詳細説明を省略する。２１２Ｃは電流検出器２１１Ａで
検出された電流ＩBに応じて下げ、そして充電制限電流
（ＩBL／ｎ）以上の電流が流れようとすると出力直流電
圧を蓄電池の放電開始電圧（ＶDL）まで垂下させる図６
に示すようなＧ3なる電圧−電流特性を有する電流制御
回路である。ここで、ＩBLは蓄電池６が受け入れられる
充電電流の最大値であり、蓄電池の特性及びシステム設
計上定まる値、ｎは並列運転する変換器の数である。な
お、２１０，２１２Ｃ〜２１８は第３の制御手段を構成
する。
示す構成図であって、本実施例でも上述同様、交流−直
流変換器２１及び３１のうち代表的に交流−直流変換器
２１に適用されたものを示している。図５において、図
１４及び図１と対応する部分には同一符号を付し、その
詳細説明を省略する。２１２Ｃは電流検出器２１１Ａで
検出された電流ＩBに応じて下げ、そして充電制限電流
（ＩBL／ｎ）以上の電流が流れようとすると出力直流電
圧を蓄電池の放電開始電圧（ＶDL）まで垂下させる図６
に示すようなＧ3なる電圧−電流特性を有する電流制御
回路である。ここで、ＩBLは蓄電池６が受け入れられる
充電電流の最大値であり、蓄電池の特性及びシステム設
計上定まる値、ｎは並列運転する変換器の数である。な
お、２１０，２１２Ｃ〜２１８は第３の制御手段を構成
する。
【００４７】次に動作について図６を参照して説明す
る。なお、図４において、３０２ａ，３０２ｂはそれぞ
れ交流−直流変換器２１，３１のＩB−ＶD特性を示して
おり、主回路、制御回路のわずかの特性差により異なる
特性になっている。変換器２１から直流母線５に流れる
電流がＩBL／ｎ以下の時は実施例１，２と同様の動作を
する。
る。なお、図４において、３０２ａ，３０２ｂはそれぞ
れ交流−直流変換器２１，３１のＩB−ＶD特性を示して
おり、主回路、制御回路のわずかの特性差により異なる
特性になっている。変換器２１から直流母線５に流れる
電流がＩBL／ｎ以下の時は実施例１，２と同様の動作を
する。
【００４８】そして、蓄電池６が放電した後の回復充電
期間等にＩBL／ｎを越える電流が流れようとすると、図
６の特性に従って出力直流電圧ＶDが垂下して蓄電池６
の充電状態に応じて定まるある動作点の回復充電電圧
（充電中の蓄電池６の端子電圧）になるのは実施例２と
同様である。但し、この回復充電電圧は放電開始電圧Ｖ
DLよりも必ず高くなる。
期間等にＩBL／ｎを越える電流が流れようとすると、図
６の特性に従って出力直流電圧ＶDが垂下して蓄電池６
の充電状態に応じて定まるある動作点の回復充電電圧
（充電中の蓄電池６の端子電圧）になるのは実施例２と
同様である。但し、この回復充電電圧は放電開始電圧Ｖ
DLよりも必ず高くなる。
【００４９】ここで例えば交流−直流変換器３１が１台
故障した場合を考える。直流−交流変換器３２の入力直
流電流は変わらないので、直流母線５を介して交流−直
流変換器２１から直流−交流変換器３２にも直流電流が
供給されることになる。交流−直流変換器２１の制御装
置では、この電流を電流検出器２１１Ａで検出するが、
蓄電池６の充電電流であるか、他の変換器に供給される
電流であるかは区別できない。
故障した場合を考える。直流−交流変換器３２の入力直
流電流は変わらないので、直流母線５を介して交流−直
流変換器２１から直流−交流変換器３２にも直流電流が
供給されることになる。交流−直流変換器２１の制御装
置では、この電流を電流検出器２１１Ａで検出するが、
蓄電池６の充電電流であるか、他の変換器に供給される
電流であるかは区別できない。
【００５０】そして、変換器２１の出力直流電圧ＶDは
図６の特性に従って垂下するが、放電開始電圧ＶDL以下
に低下しようとすると充電電流制限が外れるので、直流
−交流変換器３２に電流を供給することができる。並列
冗長運転をしている無停電電源装置では、通常１台の変
換器が故障しても給電を継続できるだけの負荷しか接続
されていないので、容量的には交流−直流変換器２１か
ら２台の直流−交流変換器２２，３２に対して直流電流
を供給できる。この場合、出力直流電圧ＶDは蓄電池６
の放電開始電圧ＶDLよりも低くはならないので、蓄電池
６が放電することはない。従って、１台の交流−直流変
換器が故障しても並列運転装置としては運転を継続する
ことができる。
図６の特性に従って垂下するが、放電開始電圧ＶDL以下
に低下しようとすると充電電流制限が外れるので、直流
−交流変換器３２に電流を供給することができる。並列
冗長運転をしている無停電電源装置では、通常１台の変
換器が故障しても給電を継続できるだけの負荷しか接続
されていないので、容量的には交流−直流変換器２１か
ら２台の直流−交流変換器２２，３２に対して直流電流
を供給できる。この場合、出力直流電圧ＶDは蓄電池６
の放電開始電圧ＶDLよりも低くはならないので、蓄電池
６が放電することはない。従って、１台の交流−直流変
換器が故障しても並列運転装置としては運転を継続する
ことができる。
【００５１】このように本実施例では、並列運転中の交
流−直流変換器２１，３１のうちの一方が故障したとき
には、他方の交流−直流変換器から故障した交流−直流
変換器に対応した直流−交流変換器２２、又は３２に対
して直流電力を融通することができる。
流−直流変換器２１，３１のうちの一方が故障したとき
には、他方の交流−直流変換器から故障した交流−直流
変換器に対応した直流−交流変換器２２、又は３２に対
して直流電力を融通することができる。
【００５２】実施例４．図７はこの発明の他の実施例を
示す回路図である。図７において、図１２と対応する部
分には同一符号を付し、その詳細説明を省略する。２１
Ａ，３１Ａは交流−直流変換器、ＴＲＣa，ＴＲＣbは入
力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されたトランスであって、トラ
ンスＴＲＣaは１次巻線及び２次巻線共デルタ接続され
ており、トランスＴＲＣbは１次巻線がデルタ接続、２
次巻線がスター接続されており、互いに３０度の位相差
を有している。ＤＣＬa，ＤＣＬbはそれぞれ後段のサイ
リスタＴＨＹ１〜ＴＨＹ６から成る３相ブリッジ回路に
接続された直流リアクトルである。斯る構成によりいわ
ゆる１２相整流回路を形成している。
示す回路図である。図７において、図１２と対応する部
分には同一符号を付し、その詳細説明を省略する。２１
Ａ，３１Ａは交流−直流変換器、ＴＲＣa，ＴＲＣbは入
力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されたトランスであって、トラ
ンスＴＲＣaは１次巻線及び２次巻線共デルタ接続され
ており、トランスＴＲＣbは１次巻線がデルタ接続、２
次巻線がスター接続されており、互いに３０度の位相差
を有している。ＤＣＬa，ＤＣＬbはそれぞれ後段のサイ
リスタＴＨＹ１〜ＴＨＹ６から成る３相ブリッジ回路に
接続された直流リアクトルである。斯る構成によりいわ
ゆる１２相整流回路を形成している。
【００５３】このような組み合わせ多相整流回路により
交流−直流変換器２１Ａの入力電流に含まれる高調波成
分と交流−直流変換器３１Ａの入力電流に含まれる高調
波成分のうち特定の次数は位相がまったく正反対にな
り、入力側で合成されて相殺され、入力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ
には流出しなくなる。例えば１２相整流回路では、５，
７，１７，１９・・・次の高調波電流は入力側には流出
しない。
交流−直流変換器２１Ａの入力電流に含まれる高調波成
分と交流−直流変換器３１Ａの入力電流に含まれる高調
波成分のうち特定の次数は位相がまったく正反対にな
り、入力側で合成されて相殺され、入力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ
には流出しなくなる。例えば１２相整流回路では、５，
７，１７，１９・・・次の高調波電流は入力側には流出
しない。
【００５４】しかしながら、これらの高調波電流が理論
的に完全に相殺されるためには、交流−直流変換器２１
Ａの入力電流と交流−直流変換器３１Ａの入力電流との
大きさがまったく一致している必要があるが、両者の直
流側の電流が違うと入力電流もそれに比例して異なるた
め、相殺されない大きな高調波電流成分が流出すること
になる。
的に完全に相殺されるためには、交流−直流変換器２１
Ａの入力電流と交流−直流変換器３１Ａの入力電流との
大きさがまったく一致している必要があるが、両者の直
流側の電流が違うと入力電流もそれに比例して異なるた
め、相殺されない大きな高調波電流成分が流出すること
になる。
【００５５】このように本実施例では、交流−直流変換
器の制御装置により直流母線に流れる電流が実質的に一
致し、また、直流−交流変換器の電流も並列運転制御に
より実質的に一致させることができるので、交流−直流
変換器２１Ａと３１Ａとの入力電流はほぼ同じ大きさに
なり、高調波電流をほぼ理論通りに相殺し低減させるこ
とができる。
器の制御装置により直流母線に流れる電流が実質的に一
致し、また、直流−交流変換器の電流も並列運転制御に
より実質的に一致させることができるので、交流−直流
変換器２１Ａと３１Ａとの入力電流はほぼ同じ大きさに
なり、高調波電流をほぼ理論通りに相殺し低減させるこ
とができる。
【００５６】実施例５．図８はこの発明の他の実施例を
示す回路図である。図８において、２１Ｂは交流−直流
変換器であり、これは、図１３に示すようなインバータ
としての直流−交流変換器をまったく逆に接続したよう
に、トランスＴＲＣ、フィルタコンデンサＣＰ、フィル
タリアクトルＬＳ、自己消弧素子としてのトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６の３相ブリッジインバータ回路、直流コンデ
ンサＣ、で構成されている。インバータのそれぞれのア
ームを構成するトランジスタは入力周波数（例えば６０
Ｈｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波でスイッチ
ングするもので、交流を直流に変換する。この電力変換
は、制御装置の動作により交流から直流へも、直流から
交流へも双方向に電力変換可能である。
示す回路図である。図８において、２１Ｂは交流−直流
変換器であり、これは、図１３に示すようなインバータ
としての直流−交流変換器をまったく逆に接続したよう
に、トランスＴＲＣ、フィルタコンデンサＣＰ、フィル
タリアクトルＬＳ、自己消弧素子としてのトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６の３相ブリッジインバータ回路、直流コンデ
ンサＣ、で構成されている。インバータのそれぞれのア
ームを構成するトランジスタは入力周波数（例えば６０
Ｈｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波でスイッチ
ングするもので、交流を直流に変換する。この電力変換
は、制御装置の動作により交流から直流へも、直流から
交流へも双方向に電力変換可能である。
【００５７】図９はこのときの交流−直流変換器２１Ｂ
の動作を示す特性図である。図において、３０４ａ，３
０４ｂはそれぞれ交流−直流変換器２１Ｂ，３１Ｂ（図
示せず）のＩB−ＶD特性を示しており、主回路、制御回
路のわずかの特性差により異なる特性になっている。
の動作を示す特性図である。図において、３０４ａ，３
０４ｂはそれぞれ交流−直流変換器２１Ｂ，３１Ｂ（図
示せず）のＩB−ＶD特性を示しており、主回路、制御回
路のわずかの特性差により異なる特性になっている。
【００５８】ところで、図１２に示した制御整流素子に
よる交流−直流変換器では交流から直流への一方向しか
電力変換できない。したがって、負荷電流が零の場合に
は、図２，図４及び図６の特性図で電流ＩBが負の領域
では制御できない。ここでさらに蓄電池への充電電流も
零であるとすると、垂下特性が正方向にしか効かず、並
列運転がうまくできないことになる。
よる交流−直流変換器では交流から直流への一方向しか
電力変換できない。したがって、負荷電流が零の場合に
は、図２，図４及び図６の特性図で電流ＩBが負の領域
では制御できない。ここでさらに蓄電池への充電電流も
零であるとすると、垂下特性が正方向にしか効かず、並
列運転がうまくできないことになる。
【００５９】ところが本実施例では、交流−直流変換器
は双方向に電力変換可能であるので、負荷電流も充電電
流も零もしくは極端に小さい領域においても安定して並
列運転することができる。また、図示せずも交流−直流
変換器２１Ｂ−直流母線５−交流−直流変換器３１Ｂ−
交流−直流変換器２１Ｂのループにより回生電力発生機
能も達成できる。
は双方向に電力変換可能であるので、負荷電流も充電電
流も零もしくは極端に小さい領域においても安定して並
列運転することができる。また、図示せずも交流−直流
変換器２１Ｂ−直流母線５−交流−直流変換器３１Ｂ−
交流−直流変換器２１Ｂのループにより回生電力発生機
能も達成できる。
【００６０】なお、上記実施例では、２台の変換器から
構成される装置について説明したが、３台以上の変換器
を並列にした装置でもそれぞれの変換器に同様な制御装
置を適用すれば並列運転することができ、同様な効果を
奏する。また、上記実施例では１号変換器と２号変換器
を同一容量としているが、異なる容量の変換器でもそれ
ぞれの容量に応じた直流電流によって直流電圧を制御す
れば、並列運転することができる。
構成される装置について説明したが、３台以上の変換器
を並列にした装置でもそれぞれの変換器に同様な制御装
置を適用すれば並列運転することができ、同様な効果を
奏する。また、上記実施例では１号変換器と２号変換器
を同一容量としているが、異なる容量の変換器でもそれ
ぞれの容量に応じた直流電流によって直流電圧を制御す
れば、並列運転することができる。
【００６１】また、図１，図３，図５の構成は、アナロ
グ演算増幅器等を用いたディスクリート回路でも実現す
ることもできるし、マイクロプロセッサなどによるディ
ジタル制御でソフトウェア処理により実現することもで
きる。
グ演算増幅器等を用いたディスクリート回路でも実現す
ることもできるし、マイクロプロセッサなどによるディ
ジタル制御でソフトウェア処理により実現することもで
きる。
【００６２】
【発明の効果】以上のように、第１の発明よれば、複数
組の交流−直流変換器と、該交流−直流変換器の各々の
直流回路の共通母線に接続された電力蓄積手段とを有す
る変換器の並列運転装置において、上記各々の交流−直
流変換器から上記直流母線に流れる電流を検出する検出
手段と、該検出手段からの検出信号に応じて上記交流−
直流変換器の出力を調整して直流電流の負荷分担を制御
する第１の制御手段とを備えたので、各々の交流−直流
変換器の出力電流を実質的に一致させることができ、そ
れぞれの変換器毎に受けるストレスを均一化でき、信頼
性の高い安定した並列運転ができると共に、また、負荷
電流の影響を受けず安定した並列運転をできるという効
果を奏する。また、通常の運転状態では直流母線を介し
て他の変換器の並列運転装置に電力を融通することがな
くなるので、並列運転の独立性を高め信頼性を向上させ
ることができるという効果も奏する。
組の交流−直流変換器と、該交流−直流変換器の各々の
直流回路の共通母線に接続された電力蓄積手段とを有す
る変換器の並列運転装置において、上記各々の交流−直
流変換器から上記直流母線に流れる電流を検出する検出
手段と、該検出手段からの検出信号に応じて上記交流−
直流変換器の出力を調整して直流電流の負荷分担を制御
する第１の制御手段とを備えたので、各々の交流−直流
変換器の出力電流を実質的に一致させることができ、そ
れぞれの変換器毎に受けるストレスを均一化でき、信頼
性の高い安定した並列運転ができると共に、また、負荷
電流の影響を受けず安定した並列運転をできるという効
果を奏する。また、通常の運転状態では直流母線を介し
て他の変換器の並列運転装置に電力を融通することがな
くなるので、並列運転の独立性を高め信頼性を向上させ
ることができるという効果も奏する。
【００６３】また、第２の発明によれば、複数組の交流
−直流変換器と、該交流−直流変換器の各々の直流回路
の共通母線に接続された電力蓄積手段とを有する変換器
の並列運転装置において、上記各々の交流−直流変換器
から上記直流母線に流れる電流を検出する検出手段と、
該検出手段からの検出信号に応じて上記交流−直流変換
器の出力を調整して直流電流の負荷分担を制御するとと
もに、上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に
流れる電流が所定の値を越えると上記交流−直流変換器
の出力電圧を低下させる第２の制御手段とを備えたの
で、蓄電池等の電力蓄積手段に過大な充電電流が流れる
のを防ぐことができ、安定した運転をできるという効果
を奏する。
−直流変換器と、該交流−直流変換器の各々の直流回路
の共通母線に接続された電力蓄積手段とを有する変換器
の並列運転装置において、上記各々の交流−直流変換器
から上記直流母線に流れる電流を検出する検出手段と、
該検出手段からの検出信号に応じて上記交流−直流変換
器の出力を調整して直流電流の負荷分担を制御するとと
もに、上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に
流れる電流が所定の値を越えると上記交流−直流変換器
の出力電圧を低下させる第２の制御手段とを備えたの
で、蓄電池等の電力蓄積手段に過大な充電電流が流れる
のを防ぐことができ、安定した運転をできるという効果
を奏する。
【００６４】また、第３の発明によれば、複数組の交流
−直流変換器と、該交流−直流変換器の各々の直流回路
の共通母線に接続された電力蓄積手段とを有する変換器
の並列運転装置において、上記各々の交流−直流変換器
から上記直流母線に流れる電流を検出する検出手段と、
該検出手段からの検出信号に応じて上記交流−直流変換
器の出力を調整して直流電流の負荷分担を制御するとと
もに、上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に
流れる電流が所定の値を越えると上記交流−直流変換器
の出力電圧を上記電力蓄積手段の放電開始電圧よりもや
や高い電圧値に低下させる第３の制御手段とを備えたの
で、並列運転中の１台が故障したときには残りの交流−
直流変換器から故障した変換器の並列運転装置の直流−
交流変換器に対して直流電力を融通することができ、信
頼性をより高めることができるという効果を奏する。
−直流変換器と、該交流−直流変換器の各々の直流回路
の共通母線に接続された電力蓄積手段とを有する変換器
の並列運転装置において、上記各々の交流−直流変換器
から上記直流母線に流れる電流を検出する検出手段と、
該検出手段からの検出信号に応じて上記交流−直流変換
器の出力を調整して直流電流の負荷分担を制御するとと
もに、上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に
流れる電流が所定の値を越えると上記交流−直流変換器
の出力電圧を上記電力蓄積手段の放電開始電圧よりもや
や高い電圧値に低下させる第３の制御手段とを備えたの
で、並列運転中の１台が故障したときには残りの交流−
直流変換器から故障した変換器の並列運転装置の直流−
交流変換器に対して直流電力を融通することができ、信
頼性をより高めることができるという効果を奏する。
【００６５】また、第４の発明によれば、交流−直流変
換器は入力トランスの移相角を互いに変えた多相整流回
路で構成されるので、入力側に流出する高調波電流を低
減するために交流−直流変換器の入力トランスの移相角
を変えて組み合わせ多相整流を行う並列運転装置で、１
号変換器と２号変換器の入力電流の大きさがほぼ一致す
るため相殺される高調波電流も逆位相でほぼ同一の値に
なり、入力高調波を効率良く低減できるという効果を奏
する。
換器は入力トランスの移相角を互いに変えた多相整流回
路で構成されるので、入力側に流出する高調波電流を低
減するために交流−直流変換器の入力トランスの移相角
を変えて組み合わせ多相整流を行う並列運転装置で、１
号変換器と２号変換器の入力電流の大きさがほぼ一致す
るため相殺される高調波電流も逆位相でほぼ同一の値に
なり、入力高調波を効率良く低減できるという効果を奏
する。
【００６６】また、第５の発明によれば、交流−直流変
換器は、双方向に電力変換可能であるので、負荷電流、
蓄電池充電電流が零か非常に小さい領域でも、安定して
並列運転できるという効果を奏する。
換器は、双方向に電力変換可能であるので、負荷電流、
蓄電池充電電流が零か非常に小さい領域でも、安定して
並列運転できるという効果を奏する。
【図１】この発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】この発明の他の一実施例の動作説明に供するた
めの特性図である。
めの特性図である。
【図３】この発明の他の実施例を示す構成図である。
【図４】この発明の他の実施例の動作説明に供するため
の特性図である。
の特性図である。
【図５】この発明の他の実施例を示す構成図である。
【図６】この発明の他の実施例の動作説明に供するため
の特性図である。
の特性図である。
【図７】この発明の他の実施例による交流−直流変換器
の一例を示す回路図である。
の一例を示す回路図である。
【図８】この発明の他の実施例による交流−直流変換器
の他の例を示す回路図である。
の他の例を示す回路図である。
【図９】この発明の他の実施例の動作説明に供するため
の特性図である。
の特性図である。
【図１０】従来の変換器の並列運転装置を示す構成図で
ある。
ある。
【図１１】従来の変換器の並列運転装置の他の例を示す
構成図である。
構成図である。
【図１２】従来の変換器の並列運転装置に用いる交流−
直流変換器の一例を示す回路図である。
直流変換器の一例を示す回路図である。
【図１３】従来の変換器の並列運転装置に用いる直流−
交流変換器の一例を示す回路図である。
交流変換器の一例を示す回路図である。
【図１４】従来の変換器の制御装置を示す構成図であ
る。
る。
１ 交流電源 ４，４１，４２ 負荷 ５ 直流母線 ６ 蓄電池 ２１，２１Ａ，２１Ｂ，３１，３１Ａ，３１Ｂ 交流−
直流変換器 ２２，３２ 直流−交流変換器 ２１０ 電圧基準発生回路 ２１１Ａ 電流検出器 ２１２Ａ，２１２Ｂ，２１２Ｃ 電流制御回路 ２１３，２１５ 加算器 ２１４ 電圧検出器 ２１６ 電圧制御回路 ２１７ フェーズロックドループ回路 ２１８ ゲートパルス発生回路
直流変換器 ２２，３２ 直流−交流変換器 ２１０ 電圧基準発生回路 ２１１Ａ 電流検出器 ２１２Ａ，２１２Ｂ，２１２Ｃ 電流制御回路 ２１３，２１５ 加算器 ２１４ 電圧検出器 ２１６ 電圧制御回路 ２１７ フェーズロックドループ回路 ２１８ ゲートパルス発生回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年７月２３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００３】次に動作について説明する。交流電源１か
らの交流電力は交流−直流変換器２１及び３１に供給さ
れて一旦直流電力に変換された後、夫々直流−交流変換
器２２及び３２に供給されて再度交流電力に変換されて
負荷４に供給される。
らの交流電力は交流−直流変換器２１及び３１に供給さ
れて一旦直流電力に変換された後、夫々直流−交流変換
器２２及び３２に供給されて再度交流電力に変換されて
負荷４に供給される。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の制御装
置は以上のように構成されているので、次の３つの問題
点があった。第１の問題点は、２台の変換器及び制御装
置には構成部品の特性のばらつきなどにより電圧制御特
性（出力直流電圧ＶD）、垂下特性（加算器２１３の出
力）に若干の誤差を生じるために出力直流電流ＩRD の分
担制御が実質的には難しいという点である。第２の問題
点は、このような出力直流電流分担不平衡は当然交流入
力電流の不平衡にもなるので、各変換器の負荷率が違う
ために１台だけ過負荷になり運転信頼性に影響がでた
り、交流−直流変換器を組み合わせ多相整流回路で構成
してその入力側に流出する高調波を低減しようとしても
理論通りには高調波が低減できないという点である。第
３の問題点は、交流−直流変換器の出力直流電流には蓄
電池への充電電流の外に、直流−交流変換器を介して負
荷に供給される電流も含まれているために、分担制御が
変換器の並列運転装置の負荷率による影響を受け安定し
た並列運転が難しいという点である。
置は以上のように構成されているので、次の３つの問題
点があった。第１の問題点は、２台の変換器及び制御装
置には構成部品の特性のばらつきなどにより電圧制御特
性（出力直流電圧ＶD）、垂下特性（加算器２１３の出
力）に若干の誤差を生じるために出力直流電流ＩRD の分
担制御が実質的には難しいという点である。第２の問題
点は、このような出力直流電流分担不平衡は当然交流入
力電流の不平衡にもなるので、各変換器の負荷率が違う
ために１台だけ過負荷になり運転信頼性に影響がでた
り、交流−直流変換器を組み合わせ多相整流回路で構成
してその入力側に流出する高調波を低減しようとしても
理論通りには高調波が低減できないという点である。第
３の問題点は、交流−直流変換器の出力直流電流には蓄
電池への充電電流の外に、直流−交流変換器を介して負
荷に供給される電流も含まれているために、分担制御が
変換器の並列運転装置の負荷率による影響を受け安定し
た並列運転が難しいという点である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３０】また、第４の発明においては、複数組の交
流−直流変換器の入力トランスの移相角を互いに変えた
多相整流回路に構成して入力高調波を低減する。
流−直流変換器の入力トランスの移相角を互いに変えた
多相整流回路に構成して入力高調波を低減する。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３３】次に動作について図２を参照して説明す
る。なお、図２において、横軸は直流母線５に流れる電
流ＩB、縦軸は交流−直流変換器２１，３１より出力さ
れる直流電圧ＶDである。また、３０１ａ，３０１ｂは
それぞれ交流−直流変換器２１，３１のＩB−ＶD特性を
示しており、主回路、制御回路のわずかの特性差により
異なる特性になっている。また、Ｖrefa，Ｖrefbはそれ
ぞれ交流−直流変換器２１，３１内の電圧基準値、
ＩBa，ＩBbはそれぞれ交流−直流変換器２１，３１より
直流母線５に流れ出る電流である。
る。なお、図２において、横軸は直流母線５に流れる電
流ＩB、縦軸は交流−直流変換器２１，３１より出力さ
れる直流電圧ＶDである。また、３０１ａ，３０１ｂは
それぞれ交流−直流変換器２１，３１のＩB−ＶD特性を
示しており、主回路、制御回路のわずかの特性差により
異なる特性になっている。また、Ｖrefa，Ｖrefbはそれ
ぞれ交流−直流変換器２１，３１内の電圧基準値、
ＩBa，ＩBbはそれぞれ交流−直流変換器２１，３１より
直流母線５に流れ出る電流である。
Claims (5)
- 【請求項１】 複数組の交流−直流変換器と、該交流−
直流変換器の各々の直流回路の共通母線に接続された電
力蓄積手段とを有する変換器の並列運転装置において、 上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に流れる
電流を検出する検出手段と、 該検出手段からの検出信号に応じて上記交流−直流変換
器の出力を調整して直流電流の負荷分担を制御する第１
の制御手段とを備えたことを特徴とする変換器の制御装
置。 - 【請求項２】 複数組の交流−直流変換器と、該交流−
直流変換器の各々の直流回路の共通母線に接続された電
力蓄積手段とを有する変換器の並列運転装置において、 上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に流れる
電流を検出する検出手段と、 該検出手段からの検出信号に応じて上記交流−直流変換
器の出力を調整して直流電流の負荷分担を制御するとと
もに、上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に
流れる電流が所定の値を越えると上記交流−直流変換器
の出力電圧を低下させる第２の制御手段とを備えたこと
を特徴とする変換器の制御装置。 - 【請求項３】 複数組の交流−直流変換器と、該交流−
直流変換器の各々の直流回路の共通母線に接続された電
力蓄積手段とを有する変換器の並列運転装置において、 上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に流れる
電流を検出する検出手段と、 該検出手段からの検出信号に応じて上記交流−直流変換
器の出力を調整して直流電流の負荷分担を制御するとと
もに、上記各々の交流−直流変換器から上記直流母線に
流れる電流が所定の値を越えると上記交流−直流変換器
の出力電圧を上記電力蓄積手段の放電開始電圧よりもや
や高い電圧値に低下させる第３の制御手段とを備えたこ
とを特徴とする変換器の制御装置。 - 【請求項４】 交流−直流変換器は入力トランスの移相
角を互いに変えた多相整流回路で構成されることを特徴
とする請求項第１項ないし第３項のいずれかに記載の変
換器の制御装置。 - 【請求項５】 交流−直流変換器は双方向に電力変換可
能であることを特徴とする請求項第１項ないし第３項の
いずれかに記載の変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4265892A JPH05244773A (ja) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | 変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4265892A JPH05244773A (ja) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | 変換器の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05244773A true JPH05244773A (ja) | 1993-09-21 |
Family
ID=12642114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4265892A Pending JPH05244773A (ja) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | 変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05244773A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010056455A1 (en) | 2008-11-12 | 2010-05-20 | Transocean Sedco Forex Ventures Limited | Improved dc bus regulator |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0327724A (ja) * | 1989-06-21 | 1991-02-06 | Fuji Electric Co Ltd | 整流器の並列運転制御方法 |
-
1992
- 1992-02-28 JP JP4265892A patent/JPH05244773A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0327724A (ja) * | 1989-06-21 | 1991-02-06 | Fuji Electric Co Ltd | 整流器の並列運転制御方法 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010056455A1 (en) | 2008-11-12 | 2010-05-20 | Transocean Sedco Forex Ventures Limited | Improved dc bus regulator |
| CN102246380A (zh) * | 2008-11-12 | 2011-11-16 | 越洋塞科外汇合营有限公司 | 改进的dc总线调节器 |
| JP2012509046A (ja) * | 2008-11-12 | 2012-04-12 | トランスオーシャン セドコ フォレックス ベンチャーズ リミテッド | 改良型ｄｃバス調節器 |
| EP2351179A4 (en) * | 2008-11-12 | 2017-10-25 | Transocean Sedco Forex Ventures Ltd. | Improved dc bus regulator |
| EP3579394A1 (en) * | 2008-11-12 | 2019-12-11 | Transocean Sedco Forex Ventures Ltd. | Improved dc bus regulator |
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