JPH05191367A - 受信装置 - Google Patents
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- JPH05191367A JPH05191367A JP171292A JP171292A JPH05191367A JP H05191367 A JPH05191367 A JP H05191367A JP 171292 A JP171292 A JP 171292A JP 171292 A JP171292 A JP 171292A JP H05191367 A JPH05191367 A JP H05191367A
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- low
- digital code
- pass filter
- frequency signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 デジタルフィルタを１個用いるだけでハイブ
リッド通信信号から低周波成分と高周波成分を分離でき
る受信装置を提供すること。 【構成】 ハイブリッド通信信号の瞬時値をサンプリン
グしこれをデジタルコード信号(Ｄj)へ変換するＡＤ変
換器と、 前記デジタルコード信号(Ｄj)を導入し、こ
のデジタルコード信号をＮ回導入する毎に、このＮ回導
入したデジタルコード信号の平均値を低周波信号成分と
して出力するディシメーション型ローパスフィルタと、
このディシメーション型ローパスフィルタの出力信号
(Ｄavg)と、前記ＡＤ変換器が出力するデジタルコード
信号(Ｄj)を導入してこの２つのデジタル信号の大小を
比較し、その結果得られる信号を高周波信号成分として
出力するコンパレータ手段(15)と、を備えたことを特徴
とする受信装置。
リッド通信信号から低周波成分と高周波成分を分離でき
る受信装置を提供すること。 【構成】 ハイブリッド通信信号の瞬時値をサンプリン
グしこれをデジタルコード信号(Ｄj)へ変換するＡＤ変
換器と、 前記デジタルコード信号(Ｄj)を導入し、こ
のデジタルコード信号をＮ回導入する毎に、このＮ回導
入したデジタルコード信号の平均値を低周波信号成分と
して出力するディシメーション型ローパスフィルタと、
このディシメーション型ローパスフィルタの出力信号
(Ｄavg)と、前記ＡＤ変換器が出力するデジタルコード
信号(Ｄj)を導入してこの２つのデジタル信号の大小を
比較し、その結果得られる信号を高周波信号成分として
出力するコンパレータ手段(15)と、を備えたことを特徴
とする受信装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば測定値を意味す
る低周波の信号に、通信情報を意味する高周波の信号を
重畳して伝送するハイブリッド通信システムに用いられ
る受信装置に関するものである。更に詳述すると、受信
した重畳信号の中から低周波の信号と高周波の信号をそ
れぞれ分離して取り出すことができる受信装置に関す
る。
る低周波の信号に、通信情報を意味する高周波の信号を
重畳して伝送するハイブリッド通信システムに用いられ
る受信装置に関するものである。更に詳述すると、受信
した重畳信号の中から低周波の信号と高周波の信号をそ
れぞれ分離して取り出すことができる受信装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】工業計器の分野で用いられる最近のプロ
セス制御システムにおいては、測定値を意味する低周波
の信号に、通信情報を意味する高周波の信号を重畳して
伝送することが行われている。本明細書では、低周波の
信号（測定信号）に高周波の信号（通信情報）を重畳し
たような信号をハイブリッド通信信号と呼ぶ。一例を上
げて説明する。プラント側に付設されたアクチュエータ
は、例えば配管に流れる液体の流量を測定し、その流量
を示す測定値を例えば４−20mAの電流値に置き換える。
４mAは流量０を意味し、20mAはアクチュエータの当該測
定レンジにおける測定値100％の流量値を意味してい
る。そして、これを伝送線路を介して離れた所に設置し
てある中央制御装置へ送信している。
セス制御システムにおいては、測定値を意味する低周波
の信号に、通信情報を意味する高周波の信号を重畳して
伝送することが行われている。本明細書では、低周波の
信号（測定信号）に高周波の信号（通信情報）を重畳し
たような信号をハイブリッド通信信号と呼ぶ。一例を上
げて説明する。プラント側に付設されたアクチュエータ
は、例えば配管に流れる液体の流量を測定し、その流量
を示す測定値を例えば４−20mAの電流値に置き換える。
４mAは流量０を意味し、20mAはアクチュエータの当該測
定レンジにおける測定値100％の流量値を意味してい
る。そして、これを伝送線路を介して離れた所に設置し
てある中央制御装置へ送信している。
【０００３】以前のアクチュエータは、このように単に
測定値のみを送信するものであったが、最近のアクチュ
エータは、マイクロコンピュータを内蔵し、測定値のみ
でなく種々の通信情報を４−20mA（測定値）に重畳して
送信するようにしている。この通信情報としては、例え
ばアクチュエータ自身の測定レンジ情報や、中央制御装
置から送られてきた通信情報に対する応答の情報等であ
る。
測定値のみを送信するものであったが、最近のアクチュ
エータは、マイクロコンピュータを内蔵し、測定値のみ
でなく種々の通信情報を４−20mA（測定値）に重畳して
送信するようにしている。この通信情報としては、例え
ばアクチュエータ自身の測定レンジ情報や、中央制御装
置から送られてきた通信情報に対する応答の情報等であ
る。
【０００４】図６は、このように通信情報が重畳された
ハイブリッド通信信号の波形を示す図である。同図にお
いて、ＩLは、測定値（例えば流量）を示す低周波の信
号であり、この電流値は、上述したように例えば、４−
20mAの間の値である。これに対して、ｉHは、通信情報
を意味する高周波の通信信号であり、図６で示す波形ｉ
Hは、パルスの有無で情報を形成している。通信情報を
意味する高周波信号には、ＡＳＫ変調、ＦＳＫ変調など
各種の変調を施された信号が用いられる。
ハイブリッド通信信号の波形を示す図である。同図にお
いて、ＩLは、測定値（例えば流量）を示す低周波の信
号であり、この電流値は、上述したように例えば、４−
20mAの間の値である。これに対して、ｉHは、通信情報
を意味する高周波の通信信号であり、図６で示す波形ｉ
Hは、パルスの有無で情報を形成している。通信情報を
意味する高周波信号には、ＡＳＫ変調、ＦＳＫ変調など
各種の変調を施された信号が用いられる。
【０００５】中央制御装置側は受信装置を設けて、伝送
されてきた図６のような波形を受ける。この受信装置
は、導入した図６の波形から低周波信号ＩLと、高周波
信号ｉHを分離して取り出す。そして高周波信号ｉHにつ
いては、更に復調して通信情報を再生する。コンピュー
タを骨子とする中央制御装置は、この測定値と通信情報
に基づいて、制御量を演算してプロセス側へ制御信号を
送っている。
されてきた図６のような波形を受ける。この受信装置
は、導入した図６の波形から低周波信号ＩLと、高周波
信号ｉHを分離して取り出す。そして高周波信号ｉHにつ
いては、更に復調して通信情報を再生する。コンピュー
タを骨子とする中央制御装置は、この測定値と通信情報
に基づいて、制御量を演算してプロセス側へ制御信号を
送っている。
【０００６】図７は、中央制御装置側に備える従来の受
信装置の構成例を示す図である。この図７の装置は、プ
ロセス側（図示せず）から伝送線路１を介して、図６の
ようなハイブリッド通信信号S1を導入する。そしてアナ
ログ回路で構成されたＨＰＦ（high pass filter）３
と、ＬＰＦ（low pass filter）５によって低周波信号
成分（測定値）と、高周波信号成分（通信情報成分）を
分離している。更に、通信信号ｉHをヒステリシス付き
コンパレータ７に加え、そこで通信信号ｉHがゼロクロ
スした時点でパルスエッジを形成するパルス信号S3を作
成する。パルス信号S3は、図示しない復調器に加えら
れ、このパルス信号S3のパルス幅の時系列から通信情報
が再生される。
信装置の構成例を示す図である。この図７の装置は、プ
ロセス側（図示せず）から伝送線路１を介して、図６の
ようなハイブリッド通信信号S1を導入する。そしてアナ
ログ回路で構成されたＨＰＦ（high pass filter）３
と、ＬＰＦ（low pass filter）５によって低周波信号
成分（測定値）と、高周波信号成分（通信情報成分）を
分離している。更に、通信信号ｉHをヒステリシス付き
コンパレータ７に加え、そこで通信信号ｉHがゼロクロ
スした時点でパルスエッジを形成するパルス信号S3を作
成する。パルス信号S3は、図示しない復調器に加えら
れ、このパルス信号S3のパルス幅の時系列から通信情報
が再生される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】近年、電子産業の分野
では、電子回路の多くの部分をＩＣ化することで、製品
の小型化、高性能化、低価格化を図っている。特に、回
路で取り扱う信号をデジタル信号とし、電子回路をデジ
タルＩＣに置き換えることができると、飛躍的に製品の
機能・性能を向上させることができる。
では、電子回路の多くの部分をＩＣ化することで、製品
の小型化、高性能化、低価格化を図っている。特に、回
路で取り扱う信号をデジタル信号とし、電子回路をデジ
タルＩＣに置き換えることができると、飛躍的に製品の
機能・性能を向上させることができる。
【０００８】その理由は、デジタル化すると、その後の
信号処理をマイクロプロセッサで行うことができるの
で、各種の演算処理ができるからである。その結果、機
能が豊富な製品を実現できる。更に、マイクロプロセッ
サを用いての演算は、ハードウエアの変更をすることな
く、ソフトウエア的に自由に変更できるので、機能の柔
軟性の面でも、従来のアナログ式動作原理の装置と比較
して有利である。
信号処理をマイクロプロセッサで行うことができるの
で、各種の演算処理ができるからである。その結果、機
能が豊富な製品を実現できる。更に、マイクロプロセッ
サを用いての演算は、ハードウエアの変更をすることな
く、ソフトウエア的に自由に変更できるので、機能の柔
軟性の面でも、従来のアナログ式動作原理の装置と比較
して有利である。
【０００９】以上の観点から図７を見た場合、アナログ
回路素子で構成された図７の回路をデジタル回路で構成
することが好ましい。しかし、図７の従来回路をそのま
まデジタル回路に置き換えようとすると、ＨＰＦと、Ｌ
ＰＦの２個のデジタルフィルタが必要となる。アナログ
回路のフィルタであれば、抵抗とコンデンサで簡単に構
成できたが、デジタル回路のフィルタを構成すると、一
般に乗算器が必要となり、比較的大きな回路規模、もし
くは演算能力を必要とする課題が発生する。
回路素子で構成された図７の回路をデジタル回路で構成
することが好ましい。しかし、図７の従来回路をそのま
まデジタル回路に置き換えようとすると、ＨＰＦと、Ｌ
ＰＦの２個のデジタルフィルタが必要となる。アナログ
回路のフィルタであれば、抵抗とコンデンサで簡単に構
成できたが、デジタル回路のフィルタを構成すると、一
般に乗算器が必要となり、比較的大きな回路規模、もし
くは演算能力を必要とする課題が発生する。
【００１０】本発明の目的は、回路規模、もしくは演算
能力が比較的小さいデジタルフィルタを１個用いるだけ
で、導入したハイブリッド通信信号から低周波成分と高
周波成分を分離できる受信装置を提供することである。
能力が比較的小さいデジタルフィルタを１個用いるだけ
で、導入したハイブリッド通信信号から低周波成分と高
周波成分を分離できる受信装置を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、低周波信号に
高周波信号が重畳された所謂ハイブリッド通信信号を受
信し、低周波信号成分と、高周波信号成分とを分離して
取り出すことができる装置において、前記ハイブリッド
通信信号の瞬時値をサンプリングし、これをデジタルコ
ード信号(Ｄj)へ変換するＡＤ変換器と、前記デジタル
コード信号(Ｄj)を導入し、このデジタルコード信号を
Ｎ回導入する毎に、このＮ回導入したデジタルコード信
号の低周波信号成分を出力するディシメーション型ロー
パスフィルタと、このディシメーション型ローパスフィ
ルタの出力信号(Ｄavg)と、前記ＡＤ変換器が出力する
デジタルコード信号(Ｄj)を導入してこの２つのデジタ
ル信号の大小を比較し、その結果得られる信号を高周波
信号成分として出力するコンパレータ手段(15)と、を備
えるようにしたものである。
高周波信号が重畳された所謂ハイブリッド通信信号を受
信し、低周波信号成分と、高周波信号成分とを分離して
取り出すことができる装置において、前記ハイブリッド
通信信号の瞬時値をサンプリングし、これをデジタルコ
ード信号(Ｄj)へ変換するＡＤ変換器と、前記デジタル
コード信号(Ｄj)を導入し、このデジタルコード信号を
Ｎ回導入する毎に、このＮ回導入したデジタルコード信
号の低周波信号成分を出力するディシメーション型ロー
パスフィルタと、このディシメーション型ローパスフィ
ルタの出力信号(Ｄavg)と、前記ＡＤ変換器が出力する
デジタルコード信号(Ｄj)を導入してこの２つのデジタ
ル信号の大小を比較し、その結果得られる信号を高周波
信号成分として出力するコンパレータ手段(15)と、を備
えるようにしたものである。
【００１２】
【作用】ＡＤ変換器が出力するデジタルコード信号に
は、低周波信号成分の瞬時値と高周波信号成分の瞬時値
が重畳した形で含まれている。ディシメーション型ロー
パスフィルタは、このデジタルコード信号の中から低周
波信号成分のみを取り出す。即ち、デジタルコード信号
をＮ回導入する毎に、このＮ回導入したデジタルコード
信号の低周波成分を算出する。従って、１／Ｎに間引い
て信号を出力する。なお、低周波成分算出の方法は、問
わない。
は、低周波信号成分の瞬時値と高周波信号成分の瞬時値
が重畳した形で含まれている。ディシメーション型ロー
パスフィルタは、このデジタルコード信号の中から低周
波信号成分のみを取り出す。即ち、デジタルコード信号
をＮ回導入する毎に、このＮ回導入したデジタルコード
信号の低周波成分を算出する。従って、１／Ｎに間引い
て信号を出力する。なお、低周波成分算出の方法は、問
わない。
【００１３】コンパレータ手段は、このディシメーショ
ン型ローパスフィルタが出力する低周波信号成分と、Ａ
Ｄ変換器が出力するデジタルコード信号の大小を比較す
る。ここでローパスフィルタの出力は低周波信号ＩLで
あり、デジタルコード信号は、（低周波信号ＩL＋高周
波信号ｉH）であるから、この２つの信号の大小を比較
することで、高周波信号ｉHの成分を取り出すことがで
きる。
ン型ローパスフィルタが出力する低周波信号成分と、Ａ
Ｄ変換器が出力するデジタルコード信号の大小を比較す
る。ここでローパスフィルタの出力は低周波信号ＩLで
あり、デジタルコード信号は、（低周波信号ＩL＋高周
波信号ｉH）であるから、この２つの信号の大小を比較
することで、高周波信号ｉHの成分を取り出すことがで
きる。
【００１４】
【実施例】図１は本発明に係る受信装置の構成例を示す
図、図２は図１装置の各部の信号波形を示すタイムチャ
ート，図３と図４はディシメーション型ローパスフィル
タで平均値を得る動作を説明する図、図５はＦＳＫ変調
を説明する図である。
図、図２は図１装置の各部の信号波形を示すタイムチャ
ート，図３と図４はディシメーション型ローパスフィル
タで平均値を得る動作を説明する図、図５はＦＳＫ変調
を説明する図である。
【００１５】図１において、１は伝送線路であり、図６
で既述したようなハイブリッド通信信号S1が、例えばプ
ロセス側（図示せず）から伝播してくる。図２は、ハイ
ブリッド通信信号とコンパレータの動作を詳しく説明す
る図である。図２(1)は通信情報を意味する高周波信号
ｉHであり、この図２(1)の例はＦＳＫ変調された波形例
を示している。
で既述したようなハイブリッド通信信号S1が、例えばプ
ロセス側（図示せず）から伝播してくる。図２は、ハイ
ブリッド通信信号とコンパレータの動作を詳しく説明す
る図である。図２(1)は通信情報を意味する高周波信号
ｉHであり、この図２(1)の例はＦＳＫ変調された波形例
を示している。
【００１６】図５を参照してＦＳＫ変調を説明する。Ｆ
ＳＫ変調は、図５(2)のように例えば２つの周波数ｆ0と
ｆ1をデジタルの”０”と”１”に対応させる変調方法
である。即ち、図５(2)のＦＳＫ変調波を復調すること
で図５(1)の信号を得て、この信号の０，１，０，…の
時系列データより通信情報を抽出することができる。
ＳＫ変調は、図５(2)のように例えば２つの周波数ｆ0と
ｆ1をデジタルの”０”と”１”に対応させる変調方法
である。即ち、図５(2)のＦＳＫ変調波を復調すること
で図５(1)の信号を得て、この信号の０，１，０，…の
時系列データより通信情報を抽出することができる。
【００１７】図２(2)は、測定値（例えば流量）を示す
低周波信号ＩLであり、プロセス制御の分野では、既述
したように４−20mAの電流信号が用いられる。そしてハ
イブリッド通信信号S1は、図２(1)と(2)の波形を重畳し
た図２(3)に示すような合成波形である。
低周波信号ＩLであり、プロセス制御の分野では、既述
したように４−20mAの電流信号が用いられる。そしてハ
イブリッド通信信号S1は、図２(1)と(2)の波形を重畳し
た図２(3)に示すような合成波形である。
【００１８】11はＡＤ変換器であり、ハイブリッド通信
信号S1の瞬時値をサンプリングし、これを順次、デジタ
ルコード信号Ｄjへ変換するものである。従って、この
デジタルコード信号Ｄjをアナログ的に表現すると、図
２(3)に示すハイブリッド通信信号S1と同じである。こ
こで用いられるＡＤ変換器11としては、応答性の速い動
作原理をもつ、全並列型ＡＤ変換器や、オーバサンプリ
ング方式のＡＤ変換器等が用いられる。
信号S1の瞬時値をサンプリングし、これを順次、デジタ
ルコード信号Ｄjへ変換するものである。従って、この
デジタルコード信号Ｄjをアナログ的に表現すると、図
２(3)に示すハイブリッド通信信号S1と同じである。こ
こで用いられるＡＤ変換器11としては、応答性の速い動
作原理をもつ、全並列型ＡＤ変換器や、オーバサンプリ
ング方式のＡＤ変換器等が用いられる。
【００１９】図２(1)に示す通信情報を意味する高周波
信号ｉHの高い方の周波数をｆ0とすると（図５も参
照）、ＡＤ変換器11のサンプリング周波数ｆADは、実施
例では ｆAD≧２・ｆ0 に選んでいる。
信号ｉHの高い方の周波数をｆ0とすると（図５も参
照）、ＡＤ変換器11のサンプリング周波数ｆADは、実施
例では ｆAD≧２・ｆ0 に選んでいる。
【００２０】13はディシメーション型ローパスフィルタ
であり、デジタルコード信号Ｄjを導入し、例えば、 Ｄavg＝（1/N)・ΣＤj (1) (1)式の演算を行う。そしてこのデジタルコード信号Ｄj
をＮ回導入する毎に、このＮ回導入したデジタルコード
信号Ｄjの平均値Ｄavgを低周波信号成分として出力する
ものである。即ち、ディシメーション型ローパスフィル
タ13（以下、単にローパスフィルタ13と記す）は、Ｎ回
サンプリングして１回出力する、つまり１／Ｎに間引く
動作を行っている。
であり、デジタルコード信号Ｄjを導入し、例えば、 Ｄavg＝（1/N)・ΣＤj (1) (1)式の演算を行う。そしてこのデジタルコード信号Ｄj
をＮ回導入する毎に、このＮ回導入したデジタルコード
信号Ｄjの平均値Ｄavgを低周波信号成分として出力する
ものである。即ち、ディシメーション型ローパスフィル
タ13（以下、単にローパスフィルタ13と記す）は、Ｎ回
サンプリングして１回出力する、つまり１／Ｎに間引く
動作を行っている。
【００２１】なお、Σは、Ｄjについて、ｊ＝１〜Ｎま
での加算和を示す演算記号である。また、平均値Ｄavg
を算出する演算式は、(1)式以外の別の演算式を用いて
もよい。更に、図４を用いて後述するように、１／Ｎと
する乗算を行わずに、平均値Ｄ avgを求めることもでき
る。このローパスフィルタ13が、出力する信号Ｄavgの
出力タイミングの周波数をｆLPFとすると、実施例で
は、 ｆAD＞ｆLPF≧２・ｆa に選んでいる。なお、周波数ｆaは、図２(2)に示す低周
波信号ＩLが持つ、最大の周波数を示す。通常、プロセ
ス制御の分野では、ｆa＝100 Ｈｚ程 である。
での加算和を示す演算記号である。また、平均値Ｄavg
を算出する演算式は、(1)式以外の別の演算式を用いて
もよい。更に、図４を用いて後述するように、１／Ｎと
する乗算を行わずに、平均値Ｄ avgを求めることもでき
る。このローパスフィルタ13が、出力する信号Ｄavgの
出力タイミングの周波数をｆLPFとすると、実施例で
は、 ｆAD＞ｆLPF≧２・ｆa に選んでいる。なお、周波数ｆaは、図２(2)に示す低周
波信号ＩLが持つ、最大の周波数を示す。通常、プロセ
ス制御の分野では、ｆa＝100 Ｈｚ程 である。
【００２２】15はコンパレータであり、ローパスフィル
タ13の出力信号Ｄavgと、ＡＤ変換器11が出力するデジ
タルコード信号Ｄjを導入して、この２つのデジタル信
号の大小を比較し、その結果得られるパルス信号PDを高
周波信号成分として出力するものである。図１の実施例
におけるコンパレータ15は、 Ｄj＞Ｄavg の時、”１”を出力するように動作するものである。こ
のパルス信号PDの波形を図２(4)に示す。
タ13の出力信号Ｄavgと、ＡＤ変換器11が出力するデジ
タルコード信号Ｄjを導入して、この２つのデジタル信
号の大小を比較し、その結果得られるパルス信号PDを高
周波信号成分として出力するものである。図１の実施例
におけるコンパレータ15は、 Ｄj＞Ｄavg の時、”１”を出力するように動作するものである。こ
のパルス信号PDの波形を図２(4)に示す。
【００２３】なお、このコンパレータ15は、Ｄj＝Ｄavg
の時に、コンパレータ15の値が不確定になるのを避ける
こと、及びハイブリッド通信信号S1に乗ってくるノイズ
の影響を避けること、を目的として、通常、ヒステリシ
ス機能が付いたコンパレータを用いる。なお、ヒステリ
シス機能が付いたコンパレータは市販されている。
の時に、コンパレータ15の値が不確定になるのを避ける
こと、及びハイブリッド通信信号S1に乗ってくるノイズ
の影響を避けること、を目的として、通常、ヒステリシ
ス機能が付いたコンパレータを用いる。なお、ヒステリ
シス機能が付いたコンパレータは市販されている。
【００２４】以上のような図１の構成の受信装置の動作
を説明する。受信装置のＡＤ変換器11には、伝送線路１
を通って、ハイブリッド通信信号S1（アナログ信号）が
加えられる。ＡＤ変換器11は、このハイブリッド通信信
号S1を周波数ｆADでサンプリングし、これをデジタルコ
ード信号Ｄjに変換して出力する。ローパスフィルタ13
は、例えば、既述したような(1)式の演算を行い、デジ
タルコード信号Ｄjの平均値Ｄavgを出力する。ここで、
ハイブリッド通信を行う場合には、通信情報と測定情報
が、混信しないように、測定信号ＩLの最大周波数ｆaに
対し、通信情報を意味する高周波信号ｉHの周波数ｆ0，
ｆ1の関係を ｆ0＞＞ｆa、 ｆ1＞＞ｆa に予め設定している。
を説明する。受信装置のＡＤ変換器11には、伝送線路１
を通って、ハイブリッド通信信号S1（アナログ信号）が
加えられる。ＡＤ変換器11は、このハイブリッド通信信
号S1を周波数ｆADでサンプリングし、これをデジタルコ
ード信号Ｄjに変換して出力する。ローパスフィルタ13
は、例えば、既述したような(1)式の演算を行い、デジ
タルコード信号Ｄjの平均値Ｄavgを出力する。ここで、
ハイブリッド通信を行う場合には、通信情報と測定情報
が、混信しないように、測定信号ＩLの最大周波数ｆaに
対し、通信情報を意味する高周波信号ｉHの周波数ｆ0，
ｆ1の関係を ｆ0＞＞ｆa、 ｆ1＞＞ｆa に予め設定している。
【００２５】例えば、ｆ0＞64・ｆa の場合、実施例の
ローパスフィルタ13では、図３に示すような平均演算を
行っている。詳しく説明する。時刻t1にて、サンプリン
グを開始し、ローパスフィルタ13は、デジタルコード信
号Ｄjの瞬時データD1,D2,D3,…を導入する。そして時刻
t2の時点で、合計64個のデータを導入したとする。ロー
パスフィルタ13は、 Ｄavg１＝（1/64）・Σ1 Ｄj の演算を行い時刻t2の時点で、この平均値Ｄavg１を出
力する。すなわち、1/64＝１／２6にデジタルコード信
号Ｄjを間引いて出力する。なお、Σ1は、ｊ＝１〜64ま
でのＤjの加算和を示す演算記号である。
ローパスフィルタ13では、図３に示すような平均演算を
行っている。詳しく説明する。時刻t1にて、サンプリン
グを開始し、ローパスフィルタ13は、デジタルコード信
号Ｄjの瞬時データD1,D2,D3,…を導入する。そして時刻
t2の時点で、合計64個のデータを導入したとする。ロー
パスフィルタ13は、 Ｄavg１＝（1/64）・Σ1 Ｄj の演算を行い時刻t2の時点で、この平均値Ｄavg１を出
力する。すなわち、1/64＝１／２6にデジタルコード信
号Ｄjを間引いて出力する。なお、Σ1は、ｊ＝１〜64ま
でのＤjの加算和を示す演算記号である。
【００２６】以下、同様な演算を行うことで、時刻t3に
は、Ｄavg２を、時刻t4には、Ｄavg３を出力する。この
ようにローパスフィルタ13にて、1/64に間引いて信号Ｄ
avgを出力しているので、この低周波信号Ｄavgを取り扱
う以降の電子素子は、演算スピードが遅いものでも使用
できる利点がある。上述したローパスフィルタ13で得ら
れる平均値Ｄavgは、ハイブリッド通信信号S1における
低周波信号成分ＩLを意味している。
は、Ｄavg２を、時刻t4には、Ｄavg３を出力する。この
ようにローパスフィルタ13にて、1/64に間引いて信号Ｄ
avgを出力しているので、この低周波信号Ｄavgを取り扱
う以降の電子素子は、演算スピードが遅いものでも使用
できる利点がある。上述したローパスフィルタ13で得ら
れる平均値Ｄavgは、ハイブリッド通信信号S1における
低周波信号成分ＩLを意味している。
【００２７】また、ローパスフィルタ13におけるディシ
メーション定数を１／２N に設定すると、(1)式におい
て、１／Ｎ の乗算を行うことなく、平均値Ｄavgを得
ることができる。これを図４を参照して説明する。図４
は、ローパスフィルタ13が内蔵するレジスタの内容を示
す図である。このレジスタには、(1)式で表す加算和の
データが一時的に保存される。図３の例では、１回の平
均演算につき 64回分加算しているのであるから、平均
値Ｄavgを得るには、図４に示すレジスタの内容を１／6
4＝１／２6 にする必要がある。
メーション定数を１／２N に設定すると、(1)式におい
て、１／Ｎ の乗算を行うことなく、平均値Ｄavgを得
ることができる。これを図４を参照して説明する。図４
は、ローパスフィルタ13が内蔵するレジスタの内容を示
す図である。このレジスタには、(1)式で表す加算和の
データが一時的に保存される。図３の例では、１回の平
均演算につき 64回分加算しているのであるから、平均
値Ｄavgを得るには、図４に示すレジスタの内容を１／6
4＝１／２6 にする必要がある。
【００２８】ここで２進数のデジタルデータを１／64＝
１／２6 にすることは、図４のレジスタ上で言うと、
左から６ビットまでのデータが、小数点以下の数値にな
ることを意味している。従って、図４のようにLSBから
６ビットずらしたビットデータB1〜MSBまでのデータ
が、１／64 とした平均値Ｄavgを示している。つま
り、１／64 の乗算を行うことなく、加算和を保持する
レジスタから図４に示すB1〜MSBまでのデータを出力す
ればよい。
１／２6 にすることは、図４のレジスタ上で言うと、
左から６ビットまでのデータが、小数点以下の数値にな
ることを意味している。従って、図４のようにLSBから
６ビットずらしたビットデータB1〜MSBまでのデータ
が、１／64 とした平均値Ｄavgを示している。つま
り、１／64 の乗算を行うことなく、加算和を保持する
レジスタから図４に示すB1〜MSBまでのデータを出力す
ればよい。
【００２９】上述について２回の加算和の平均を例に上
げて補足説明する。例えば、２進数で、１０１のデータ
を２回加算して、その平均値１０１を得る場合を考え
る。即ち、 となる。この２回の平均値は、上記加算和１０１０に１
／２1の乗算を行うことを意味するから、左に１ビット
ずらしたデータ１０１がその平均値である。
げて補足説明する。例えば、２進数で、１０１のデータ
を２回加算して、その平均値１０１を得る場合を考え
る。即ち、 となる。この２回の平均値は、上記加算和１０１０に１
／２1の乗算を行うことを意味するから、左に１ビット
ずらしたデータ１０１がその平均値である。
【００３０】次に、高周波成分ｉHがコンパレータ15か
ら得られる動作を説明する。コンパレータ15は、図２
(3)に示す２つの信号Ｄavg（点線で示す波形、即ち、低
周波信号ＩLと等価）と、Ｄj（実線で示す波形、即ち、
ハイブリッド通信信号S1と等価）の大小をヒステリシス
Ｅを持って比較する。図２(3)の点P1に至るまでは、高
周波信号ｉHが発生していないので（図２(1)参照）、コ
ンパレータ15に加えられる２つの信号は、 Ｄj＝Ｄavg (2) である。つまり、ハイブリッド通信信号S1は、低周波成
分ＩLのみであるから上記(2)式が成り立つ。また、仮に
ローパスフィルタ13における平均演算により、僅かな誤
差が生じたとしても、その差はヒステリシスＥの幅内、
即ち、 Ｄj＜Ｄavg＋Ｅ (3) である。従って、点P1までは、コンパレータ15の出力信
号PDは、反転しない（図２(4)参照）。
ら得られる動作を説明する。コンパレータ15は、図２
(3)に示す２つの信号Ｄavg（点線で示す波形、即ち、低
周波信号ＩLと等価）と、Ｄj（実線で示す波形、即ち、
ハイブリッド通信信号S1と等価）の大小をヒステリシス
Ｅを持って比較する。図２(3)の点P1に至るまでは、高
周波信号ｉHが発生していないので（図２(1)参照）、コ
ンパレータ15に加えられる２つの信号は、 Ｄj＝Ｄavg (2) である。つまり、ハイブリッド通信信号S1は、低周波成
分ＩLのみであるから上記(2)式が成り立つ。また、仮に
ローパスフィルタ13における平均演算により、僅かな誤
差が生じたとしても、その差はヒステリシスＥの幅内、
即ち、 Ｄj＜Ｄavg＋Ｅ (3) である。従って、点P1までは、コンパレータ15の出力信
号PDは、反転しない（図２(4)参照）。
【００３１】そして、点P1の時点で、高周波成分ｉHが
生じるが、この点P1では、まだヒステリシスＥの範囲内
なので（Ｄj＜Ｄavg＋Ｅ）、コンパレータ15の出力信号
PDは反転しない。そして、デジタルコードＤjの値が更
に増加して、点P2になると、 Ｄj＞Ｄavg＋Ｅ (4) となるから、コンパレータ15の出力信号PDが、”０”
→”１”へ反転する（図２(4)参照）。その後、デジタ
ルコードＤjの値が、ピークを経て減少に向かい、 Ｄj＝Ｄavg となって、２つのデータがクロスしても、ヒステリシス
Ｅの範囲内なので（Ｄj＞Ｄavg−Ｅ）、コンパレータ15
の出力信号PDは、反転しない。そして、デジタルコード
Ｄjの値が更に減少して、点P3になると、 Ｄj＜Ｄavg−Ｅ (4) となるから、コンパレータ15の出力信号PDが、”１”
→”０”へ反転する（図２(4)参照）。
生じるが、この点P1では、まだヒステリシスＥの範囲内
なので（Ｄj＜Ｄavg＋Ｅ）、コンパレータ15の出力信号
PDは反転しない。そして、デジタルコードＤjの値が更
に増加して、点P2になると、 Ｄj＞Ｄavg＋Ｅ (4) となるから、コンパレータ15の出力信号PDが、”０”
→”１”へ反転する（図２(4)参照）。その後、デジタ
ルコードＤjの値が、ピークを経て減少に向かい、 Ｄj＝Ｄavg となって、２つのデータがクロスしても、ヒステリシス
Ｅの範囲内なので（Ｄj＞Ｄavg−Ｅ）、コンパレータ15
の出力信号PDは、反転しない。そして、デジタルコード
Ｄjの値が更に減少して、点P3になると、 Ｄj＜Ｄavg−Ｅ (4) となるから、コンパレータ15の出力信号PDが、”１”
→”０”へ反転する（図２(4)参照）。
【００３２】以下、同様にしてデジタルコード信号Ｄj
が増加して、低周波のデータＤavgを下から上に横切る
時は、 Ｄj＞Ｄavg＋Ｅ の時点で、パルス信号PDは、”０”→”１”へ反転す
る。また、逆に、デジタルコード信号Ｄjが減少して、
低周波のデータＤavgを上から下に横切る時は、 Ｄj＜Ｄavg−Ｅ の時点で、パルス信号PDは、”１”→”０”へ反転す
る。その結果、コンパレータ15の出力信号PDは、図２
(4)のようになる。
が増加して、低周波のデータＤavgを下から上に横切る
時は、 Ｄj＞Ｄavg＋Ｅ の時点で、パルス信号PDは、”０”→”１”へ反転す
る。また、逆に、デジタルコード信号Ｄjが減少して、
低周波のデータＤavgを上から下に横切る時は、 Ｄj＜Ｄavg−Ｅ の時点で、パルス信号PDは、”１”→”０”へ反転す
る。その結果、コンパレータ15の出力信号PDは、図２
(4)のようになる。
【００３３】以上のようにして得られた図２(4)の波形P
Dは、高周波信号ｉHの１波に対応して１パルスを形成し
ている（図２(1)と(4)参照）。しかも、信号PDのパルス
幅は、概略、高周波信号ｉHの周期に対応している（図
２(1)と(4)参照）。一方、この波形PDは、低周波信号Ｉ
Lの影響を受けない。したがって、コンパレータ15の出
力信号PDは、高周波信号ｉHの周期に対応して、high−l
owが変化する信号である。つまり、高周波信号ｉHを検
出できたことになる。
Dは、高周波信号ｉHの１波に対応して１パルスを形成し
ている（図２(1)と(4)参照）。しかも、信号PDのパルス
幅は、概略、高周波信号ｉHの周期に対応している（図
２(1)と(4)参照）。一方、この波形PDは、低周波信号Ｉ
Lの影響を受けない。したがって、コンパレータ15の出
力信号PDは、高周波信号ｉHの周期に対応して、high−l
owが変化する信号である。つまり、高周波信号ｉHを検
出できたことになる。
【００３４】このコンパレータ15の出力信号PDは、その
後、図示しない復調器により、復調され、プラント側か
ら伝送された通信情報が再生される。本願では、この復
調器に特徴があるわけではないので、復調器の図示を省
略した。なお、上述では、受信装置を中央制御装置側に
備え、プラント側から送信されたハイブリッド通信信号
を中央制御装置側で受信する例で説明したが、本発明の
受信装置をプラント側に備えるようにしてもよい。即
ち、本発明の受信装置をプラント側の例えばアクチュエ
ータ側（最終操作装置）に備え、中央制御装置側から送
信されたハイブリッド通信信号をプラント側で受信する
ようにしてもよい。
後、図示しない復調器により、復調され、プラント側か
ら伝送された通信情報が再生される。本願では、この復
調器に特徴があるわけではないので、復調器の図示を省
略した。なお、上述では、受信装置を中央制御装置側に
備え、プラント側から送信されたハイブリッド通信信号
を中央制御装置側で受信する例で説明したが、本発明の
受信装置をプラント側に備えるようにしてもよい。即
ち、本発明の受信装置をプラント側の例えばアクチュエ
ータ側（最終操作装置）に備え、中央制御装置側から送
信されたハイブリッド通信信号をプラント側で受信する
ようにしてもよい。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、回
路規模、もしくは演算能力が比較的小さいディシメーシ
ョン型ローパスフィルタを１個用いるだけで、導入した
ハイブリッド通信信号から低周波成分と高周波成分を分
離できる効果がある。また、ディシメーション型ローパ
スフィルタ13におけるディシメーション定数を１／２N
に設定すると、ローパスフィルタ13は、加算演算と、
シフト演算だけで済み、(1)式において、１／Ｎ の乗
算を行うことなく（つまり、乗算器が不要となる）、平
均値Ｄavgを得ることができる効果もある。
路規模、もしくは演算能力が比較的小さいディシメーシ
ョン型ローパスフィルタを１個用いるだけで、導入した
ハイブリッド通信信号から低周波成分と高周波成分を分
離できる効果がある。また、ディシメーション型ローパ
スフィルタ13におけるディシメーション定数を１／２N
に設定すると、ローパスフィルタ13は、加算演算と、
シフト演算だけで済み、(1)式において、１／Ｎ の乗
算を行うことなく（つまり、乗算器が不要となる）、平
均値Ｄavgを得ることができる効果もある。
【００３６】また、ディシメーション型ローパスフィル
タ13を用いているので、このフィルタ13を通過した信号
の周波数は、１／Ｎに落とされる。従って、その後の信
号処理は、演算スピードの遅い電子素子を用いることが
でき、安価に通信システムを製作することができる。
タ13を用いているので、このフィルタ13を通過した信号
の周波数は、１／Ｎに落とされる。従って、その後の信
号処理は、演算スピードの遅い電子素子を用いることが
でき、安価に通信システムを製作することができる。
図１は本発明に係る受信装置の構成例を示す図、図２は
図１装置の各部の信号波形を示すタイムチャート，図３
と図４はディシメーション型ローパスフィルタで平均値
を得る動作を説明する図、図５はＦＳＫ変調を説明する
図である
図１装置の各部の信号波形を示すタイムチャート，図３
と図４はディシメーション型ローパスフィルタで平均値
を得る動作を説明する図、図５はＦＳＫ変調を説明する
図である
【図１】本発明に係る受信装置の構成例を示す図
【図２】図１装置の各部の信号波形を示すタイムチャー
ト
ト
【図３】ディシメーション型ローパスフィルタで平均値
を得る動作を説明する図
を得る動作を説明する図
【図４】ディシメーション型ローパスフィルタで平均値
を得る動作を説明する図
を得る動作を説明する図
【図５】ＦＳＫ変調を説明する図
【図６】ハイブリッド通信信号の波形例を示す図
【図７】従来例を示す図
１ 伝送線路 11 ＡＤ変換器 13 ディシメーション型ローパスフィルタ 15 コンパレータ
Claims (1)
- 【請求項１】低周波信号に高周波信号が重畳された所謂
ハイブリッド通信信号を受信し、低周波信号成分と、高
周波信号成分とを分離して取り出すことができる装置に
おいて、 前記ハイブリッド通信信号の瞬時値をサンプリングし、
これをデジタルコード信号(Ｄj)へ変換するＡＤ変換器
と、 前記デジタルコード信号(Ｄj)を導入し、このデジタル
コード信号をＮ回導入する毎に、このＮ回導入したデジ
タルコード信号の低周波信号成分を出力するディシメー
ション型ローパスフィルタと、 このディシメーション型ローパスフィルタの出力信号
(Ｄavg)と、前記ＡＤ変換器が出力するデジタルコード
信号(Ｄj)を導入してこの２つのデジタル信号の大小を
比較し、その結果得られる信号を高周波信号成分として
出力するコンパレータ手段(15)と、 を備えたことを特徴とする受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP171292A JP2826403B2 (ja) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP171292A JP2826403B2 (ja) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191367A true JPH05191367A (ja) | 1993-07-30 |
| JP2826403B2 JP2826403B2 (ja) | 1998-11-18 |
Family
ID=11509171
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP171292A Expired - Fee Related JP2826403B2 (ja) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2826403B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011186426A (ja) * | 2010-03-09 | 2011-09-22 | Himax Optelectronics Corp | 表示システム |
-
1992
- 1992-01-08 JP JP171292A patent/JP2826403B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011186426A (ja) * | 2010-03-09 | 2011-09-22 | Himax Optelectronics Corp | 表示システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2826403B2 (ja) | 1998-11-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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