JP2734200B2 - シグナルコンディショナ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、プロセスの制御等に用いられる制御装置の
シグナルコンディショナ（信号変換器とも言う）に関す
るものである。

〈従来の技術〉 石油精製、石油化学、製鋼、製紙等のプロセス工業に
おいては、原材料を処理したり、燃料を使用する過程
で、プラント各部の温度、流量、圧力、液位等を測定
し、これらが適切な値の範囲におさまるようにプラント
に付設されたアクチュエータ（例えばバルブ）等をコン
トロールすることが、均一な品質の製品を製造する上で
必要である。このようなコントロールを行うためコンピ
ュータを主要な構成とする制御システムが広く普及して
いる。

一般に制御ステーションは、プラントの配管や炉等か
ら離れた建物の中に設置される。一方、プロセス各部の
温度、流量等を検出・測定するトランスミッタ、及び機
械的仕事を果たすアクチュエータは、プロセスの配管や
炉等に付設される。従って、トランスミッタから制御ス
テーションへ測定データSAを、制御ステーションからア
クチュエータへこれの駆動信号SBを、長距離（例えば50
0m）にわたり転送する必要がある。シグナルコンディシ
ョナは、制御ステーションとプロセスの離れた間で信号
を適切に送受信するために用いられる。

第８図は、本明細書で論ずるシグナルコンディショナ
が、上記の制御システム上で占める位置を示す図であ
る。

まずシグナルコンディショナの役割を説明すると、受
信側シグナルコンディショナ４は、トランスミッタ６か
らの各種信号SAを受けこれに演算を加えて、コンピュー
タを主要な構成とする制御装置１が容易に取り扱うこと
ができる信号へ変換するものである。また、送信側のシ
グナルコンディショナ５は、制御装置１からの制御信号
を長距離電送に適した信号SB、例えば、第６図に示すよ
うな４−20mAの電流信号に変換して出力するものであ
る。プロセス制御システムの分野では、測定信号SAと、
アクチュエータ制御信号SBとして、４−20mAの信号が用
いられる。この信号において、4mAは０％を意味し、20m
Aは100％を意味している。例えば、測定信号SA＝4mAが
出力されれば、測定圧力が０であることを示し、20mAで
あれば測定圧力がフルスケール値であることを意味して
いる。また、アクチュエータ制御信号SB＝4mAが出力さ
れれは、例えばバルブを完全に閉め、SB＝20mAであれば
全開する。

０％を0mAでなく4mAに置き換えている理由は、伝送ラ
インの断線（この場合、0mAとなる）と、０％の区別が
できるようにするためである。

第８図を参照して従来のシグナルコンディショナを説
明する。プロセスの配管には、例えば管の中に存在する
液体の圧力を測定し、その圧力値をアナログの電気信号
SAに変換して出力するトランスミッタ６が設けられてい
る。シグナルコンディショナ４は、トランスミッタ６か
ら導入した信号SAにアナログ演算処理を施して制御装置
１が取り扱い易い信号に変換して出力する。この出力信
号は、ADC2にてディジタル信号に変換されて制御装置１
に加えられる。

シグナルコンディショナ４が行うアナログ演算処理を
２例上げて説明する。

トランスミッタ６が圧力測定するトランスミッタの場
合、測定圧力値を例えば、４−20mAの電流信号SAに置き
換えて出力する。コンピュータを骨子とする制御装置１
が理解できる信号は、ディジタル信号であり、４−20mA
の信号では理解できない。また、ADC2の入力条件は、一
般に０〜5Vの電圧信号であり、４−20mAの電流では、デ
ィジタル信号へ変換できない。そこで、シグナルコンデ
ィショナ４は、アナログ演算して４−20mAの電流信号SA
を１−5Vの電圧信号へ変換して出力する。

また、トランスミッタ６が熱電対をセンサとする温度
トランスミッタの場合、数ミリボルトの熱起電力を信号
SAとして出力する。この熱起電力は、微小電圧のためAD
C2で精度よくディジタル信号へ変換できない。また、熱
起電力の大きさと温度とは、直線の関係にないので、こ
のままでは温度を直接意味しない。シグナルコンディシ
ョナ４は、熱起電力をADC2が取扱える適切な大きさに増
幅し、かつ信号SA（熱起電力）を温度と直線関係にある
信号に変換する所謂リニアライズ演算を行っている。

制御装置１は、シグナルコンディショナ４を介して導
入した測定値に基づいて、プロセスを適切にコントロー
ルする演算を行い、この結果得られたディジタル信号を
出力する。このディジタル信号はDAC3にてアナログ信号
へ変換され、シグナルコンディショナ５に加えられる。
そしてシグナルコンディショナ５にてアナログ演算処理
が加えられ、４−20mAの伝送信号SBへ変換されてアクチ
ュエータ７（例えばバルブ）を制御し、流量を適切な値
にする。

〈発明が解決しようとする課題〉 以上のような従来のシグナルコンディショナには、次
の課題がある。

（１）品種を多く備える必要がある。

プラントを適切に制御するためには、極めて多種類の
トランスミッタ６やアクチュエータ７が必要である。例
えば、プラント各部には、温度を測定するトランスミッ
タ、流量を測定するトランスミッタ、圧力を測定するト
ランスミッタ等が接続され、これらは測定値をそれぞれ
固有のレベルのアナログ信号（例えば、数ミリボルト、
４−20mA、10−50mA）に変換して出力する。従ってこれ
らの測定値を示す多種のアナログ信号に上述したような
アナログ演算処理部を加え、例えば１−5Vに変換するた
め、個々のトランスミッタに適したシグナルコンディシ
ョナを設ける必要がある。その結果、シグナルコンディ
ショナの品種は、多くなる。

（２）変更に対し柔軟性が乏しい。

プロセス制御の分野では、仕様の変更はつきものであ
る。しかし、アナログ演算による回路は、当該回路の入
力条件、出力条件が変更になると、その変更に対応する
ため、当該回路の設計変更や構成している部品の付け替
えをしなければならない。即ち、従来のシグナルコンデ
ィショナは、柔軟性に乏しいため、入力条件、出力条件
が変わるごとに、専用のハードウエアを用意しなければ
ならず、仕様の変更に迅速に対応できない。

（３）IC化に適さず部品点数が多くなり小形化できな
い。

従来は、トランスミッタ６（又は制御装置１側）から
導入した測定信号（又はアクチュエータ信号）に対しア
ナログ演算を加えて、所望の信号へ変換していた。

アナログ信号を演算するアナログICは、以前から存在
するが、アナログICは、これに外付する抵抗器やコンデ
ンサを必要とするので構成部品点数を劇的に少なくする
ことができない。即ち、IC化のメリットが少ない。つま
り、従来のシグナルコンディショナは、IC化に適さない
ものであった。

（４）通信機能を有したトランスミッタやアクチュエー
タに適切に対応できない。

近年、より適切なプロセス制御を行うため通信機能を
有したトランスミッタやアクチュエータが要望されてい
る。通信機能を有したトランスミッタを説明する。通常
のトランスミッタは、温度、流量、圧力、液位等を測定
し、この値を直流信号へ変換して出力するものである
が、通信機能を有したトランスミッタは、プロセス側か
らの通信情報（例えば、トランスミッタ６の測定レン
ジ）を変調波に組み込み、これを前記直流の測定信号と
多重化して制御装置１側へ伝送するインテリジェント機
能を備えたものである。変調方法には、FM変調や、FSK
（frequeney shift keying）変調等がある。

従って、このような通信情報が多重化された信号を出
力するトランスミッタ（またはアクチュエータ）に対処
するため、シグナルコンディショナ４は、復調器（変調
器）を備えなければならない。（１）項で述べたように
多数の品種を備えなければならない上に、通信情報を多
重化できるトランスミッタと、そうでないトランスミッ
タの組合わせを考慮すると、シグナルコンディショナの
品種は膨大な数となり、工業生産に適さない。

本発明の目的は、各種のトランスミッタやアクチュエ
ータに対し、ハードウエア的に少ない機種で（例えば１
機種）で対応できるシグナルコンディショナを提供する
ことである。

本発明の別の目的は、入力条件、出力条件の変更に対
しては、ハードウエアの変更を伴うことなくソフト的に
対処できるシグナルコンディショナを提供することであ
る。

本発明の別の目的は、回路の大部分をIC化でき、この
IC化した回路に外付する部品を少なくできるシグナルコ
ンディショナを提供することである。

本発明の別の目的は、通信情報を多重化できるトラン
スミッタと、そうでないトランスミッタのどちらでもハ
ードウエア的に少ない機種で（例えば１機種）で対応で
きるシグナルコンディショナを提供することである。

〈課題を解決するための手段〉 本発明は、上記課題を解決するために 第１の発明として、 トランスミッタの出力に基づくアナログ信号をディジ
タル信号へ変換するAD変換手段（52）と、 このディジタル信号から低速信号成分と高速信号成分
を取出すディジタルフィルタ（53,55）と、 取出した低速信号成分にディジタル信号処理を加え測
定値を抽出する測定器（56）と、 取出した高速信号成分にディジタル信号処理を加え通
信情報を抽出する復調器（54）と、 この測定器と復調器の出力を受取り前記測定値と通信
情報を出力するインタフェース（64）と、 を備えるようにしたものである。

第２の発明として、 測定値を示す低速信号と通信情報を示す高速信号とが
多重化されたアナログ信号を導入し、測定値と通信情報
を取出す装置において、 前記アナログ信号をディジタル信号へ変換するAD変換
手段（52）と、 前記ディジタル信号から低速信号成分と高速信号成分
を取り出し、それぞれへディジタル信号処理を加え、測
定値と通信情報とを抽出するディジタル信号処理部（6
1）と、 このディジタル信号処理部の出力を受取り前記測定値
と通信情報を出力するインタフェース（64）と、 を備えるようにしたものである。

第３の発明として、 アクチュエータの制御量を指示するディジタル信号
と、通信情報を示すディジタル信号を受け取るインタフ
ェース（78）と、 このインタフェースから前記２つのディジタル信号を
導入し、それぞれにディジタル信号処理を加え、アクチ
ュエータの制御量を表すディジタル値と、通信情報を示
す変調された信号の振幅値を表すディジタル値と、を加
算した多重化されたディジタル信号を出力するディジタ
ル信号処理部（70）と、 このディジタル信号処理部の多重化されたディジタル
信号を受け取り、これをアナログ信号へ変換するDA変換
手段（69）と、 を備えるようにしたものである。

〈作用〉 第１の発明において、 AD変換手段は、トランスミッタの出力に基づくアナロ
グ信号をディジタル信号へ変換する。

ディジタルフィルタは、このディジタル信号から低速
信号成分と高速信号成分を取出す。

測定器は、取出した低速信号成分にディジタル信号処
理を加え測定値を抽出する。

復調器は、取出した高速信号成分にディジタル信号処
理を加え通信情報を抽出する。

従って、通信情報を多重化できるトランスミッタと、
そうでないトランスミッタのどちらが接続されても対応
できる 第２の発明において、 AD変換手段は、測定値を示す低速信号と通信情報を示
す変調された高速信号とが多重化されたアナログ信号を
ディジタル信号へ変換する。

ディジタル信号処理部は、前記ディジタル信号から低
速信号成分と高速信号成分を分離して取り出し、それぞ
れディジタル信号処理を加え、測定値と通信情報とを抽
出する。ディジタル信号処理部は、ソフトウエアにより
動作してディジタル演算処理を行うので、測定値と通信
情報とが多重化された信号から、これら信号成分をそれ
ぞれ容易に抽出することができる。

ここでディジタル信号処理部は、例えば、LSIで形成
されるDSP（Digital Signal Processor）を用いること
ができる。また、AD変換手段もIC化できるので、シグナ
ルコンディショナの主要な部分はIC化できる。しかもDS
PとAD変換手段のICは、外付部品を必要としない。また
入力条件、出力条件に変更があっても、DSPを動作させ
るソフトウエアで対処することができるのでハードウエ
アの変更を伴うことなく所望の測定値や通信情報を取り
出すことができる。

第３の発明において、 ディジタル信号処理部は、インタフェースから２つの
ディジタル信号を導入し、それぞれにディジタル信号処
理を加え、アクチュエータの制御量を表すディジタル値
と、通信情報を示す変調された信号の振幅値を表すディ
ジタル値と、を加算した多重化されたディジタル信号を
出力する。

DA変換手段は、このディジタル信号処理部の多重化さ
れたディジタル信号を受け取り、これをアナログ信号へ
変換する。

第２の発明と同様、ディジタル信号処理部は、DSPを
用いることができ、DA変換手段は、IC化できる。そして
DSPの構成は汎用性があり、本発明の目的を達成でき
る。

〈実施例〉 以下、図面を用いて本発明を詳しく説明する。

第１図は本発明に係るシグナルコンディショナの構成
例を示す図、第２図は本発明に係るシグナルコンディシ
ョナの別の構成例を示す図、第３図はADCの構成例を示
す図、第７図はADCとDACの変換精度と周波数の関係を示
す図、第９図はDAC構成例を示す図である。

第１図において、制御装置１と、トランスミッタ６
と、アクチュエータ７は、第８図で説明したものと同様
なものである。第１図のシグナルコンディショナ50は、
第８図に示すADC2と、DAC3と、シグナルコンディショナ
４、５の機能を持つものである。ここで、入力端子P1,P
2と出力端子P3,P4の間に設けられた回路は、受信機能部
であり、入力端子P7,P8と出力端子P5,P6の間に設けられ
た回路は送信機能部である。

まず、トランスミッタ６から出力された測定値と通信
情報を受け取り、これを制御装置１へ転送する受信機能
部の構成から説明する。

入力回路51は、例えば、電流／電圧変換機能（以下単
にIV変換機能と記す）とインピーダンス変換機能を持
つ。IV変換機能は、例えば抵抗で実現でき、インピーダ
ンス変換機能は、演算増幅器で実現できる。即ち、トラ
ンスミッタ６から加えられた電流信号SAを抵抗に流して
電圧へ変換し、この電圧を演算増幅器で増幅するアナロ
グ回路である。また、トランスミッタ６が熱電対をセン
サとする温度測定器の場合、制御装置１からの指令に基
づき、IV変換器としての前記抵抗は外され、演算増幅器
は高ゲインに切り替えられる。本発明では、この入力回
路51が備える機能を最小限に止どめ、後述するディジタ
ル信号処理部61で演算処理するようにしている。

なお、本発明の装置は、制御ステーション10（第８図
参照）とプロセス間を伝送する信号として、測定値（ま
たはアクチュエータ信号）と通信情報が多重化された信
号の場合を例にとって説明する。なお多重化信号には、
第４図（ａ）に示す周波数多重と、第４図（ｂ）に示す
時分割多重がある。周波数多重は、例えばFSK変調波と
測定値を示す低速信号（４−20mAの信号）を重畳したも
のであり、時分割多重は、時間を区切り、例えばt1〜t2
間及びt3〜t4間はFSK変調波を伝送し、t2〜t3間は測定
値を示す低速信号を伝送する方法である。

なおFSK変調とは、第５図に示す如く、通信情報を意
味する信号の0.1と、２種類の周波数foとf1とを対応さ
せた変調方法である。

第１図では、周波数多重された伝送信号の例を図示し
ている。

AD変換器52（以下、単にADCと記す）は、入力回路51
から導入した多重化されたアナログ信号を一律にディジ
タル信号へ変換する。つまり、ADC52は、例えば第４図
に示す合成波形ｍの振幅の瞬時値を次々とディジタル信
号へ変換する。従ってこのディジタル信号には、測定値
を示す情報（例えば第４図のA1,A2）と、FSK変調波によ
る情報とが含まれている。

ディジタル信号処理部61は、このディジタル信号から
低速信号成分と変調された信号成分（高速信号成分）を
分離して取り出し、それぞれへディジタル信号処理を加
え、測定値と通信情報とを抽出する。ディジタル信号処
理部61は、例えば、ディジタルバンドパスフィルタ53
（以下、BPF53と記す）と、ディジタル復調器54と、デ
ィジタルローパスフィルタ（以下、LPF55と記す）と、
測定器56などで構成される。なお、測定器56は、例えば
ディジタル演算器58と、メモリ59と、テーブル60などで
構成される。BPF53とディジタル復調器54からは、通信
情報が抽出され、LPF55と測定器56からは、測定値が抽
出される。このようなディジタル信号処理部61は、DSP
等で構成することができ、各構成部分53〜60の特性と機
能は、例えばソフトウエアにより変更できる。

インタフェース64は、このディジタル信号処理部61の
出力S1,S2を受け取り、この信号を制御装置１へ転送す
るものである。つまりインタフェース64は、ディジタル
信号処理部61から制御装置１へデータS1,S2の転送を行
うため、両者のデータの型式や転送方式の整合をとるも
のである。例えば、ディジタル復調器54からシリアルな
データS1を導入し、これをパラレルなデータs3に変換し
てから送信する。この場合、第１図ではデータS3,S4の
信号ラインを１本、フォトカプラ65,66を１個ずつ描い
たが、実際は複数本のラインと複数個のフォトカプラの
組み合わせとなる。

フォトカプラ65,66は、プロセス側からの過大信号が
制御装置１へ直接加わらないようにするために設けた絶
縁手段である。フォトカプラ65からは、通信情報を意味
する受信信号S5が出力され、フォトカプラ66からは、測
定値を意味する測定信号S6が出力される。

次に、制御装置１から出力されたアクチュエータの制
御量を示すアクチュエータ信号S9と、通信情報を意味す
る送信信号S8を受け取り、これをアクチュエータ側の受
信回路7aへ転送する送信機能部の構成を説明する。

フォトカプラ75,76は、フォトカプラ65,66と同様な作
用・効果を持つものである。即ち、制御装置１からの信
号S8,S9を絶縁してインタフェース78に加える。インタ
フェース78も上述のインタフェース64と同様な作用・効
果を持つものである。即ち、制御装置１からディジタル
信号処理部70へデータS8,S9の転送を行うため、両者の
データの型式や転送方式の整合をとるものである。その
結果、インタフェース78のI/O 73と74からは、例えば第
１図中に図示するデータS10,S11がディジタル信号処理
部70へ加えられる。なお、第１図に図示したデータS10
とS11の波形は、アナログ的に表現したものであるが、
実際はディジタルの信号である。

ディジタル信号処理部70は、インタフェース78から２
つのディジタル信号S10,S11を導入し、それぞれにディ
ジタル演算処理を加え、アクチュエータの制御量を表す
ディジタル値S11と、通信情報を示す変調された信号の
振幅値を表すディジタル値S12と，を加算した多重化さ
れたディジタル信号S13を出力するものである。このデ
ィジタル信号処理部70は、例えば、ディジタル変調値72
と、加算器71で構成される。

なお、第１図では、アクチュエータ信号S9（即ち、S1
1でもある）に何等のディジタル信号処理を加えず直接
加算器71へ導く例で図示したが、何らかのディジタル信
号処理を加えてもよい。例えば、制御装置１からは、ア
クチュエータ７の制御量０〜100％を示す信号S9が出力
され、ディジタル処理部70の図示しない演算ブロックで
これを４−20mAに相当するサプレスされたディジタル量
へ変換演算する場合がある。

ディジタル変調器72は、例えば、FSK変調を行い、第
１図に示す信号S10を導入して、信号S12を出力する。第
１図ではこの信号S12もアナログ的に表現したが実際の
信号S12は、第１図に示す信号波形S12の瞬時振幅値を示
すディジタル値である。加算器71は、信号S12とS11をデ
ィジタル加算して例えば周波数多重された信号S13を出
力する。このようなディジタル信号処理部70は、上述と
同様に、DSP等で構成することができ、各構成部分71と7
2の特性と機能は例えばソフトウエアにより変更でき
る。

DA変換器69（以下、単にDAC69と記す）は、ディジタ
ル信号処理部70から加えられた多重化されたディジタル
信号S13を一律にアナログ信号S14へ変換する。つまり、
DAC69は、ディジタル信号S13を例えば第４図に示すよう
な合成アナログ波形ｍへ変換する。従ってこのアナログ
信号ｍには、アクチュエータの制御量を示す情報（例え
ば第４図のA1,A2に相当）と、FSK変調波による通信情報
（例えば第１図の信号S10に相当）とが含まれている。

出力回路68は、この信号S14を電流信号SBへ変換して
出力するアナログ回路である。なおDAC69が出力する信
号S14は、一般に電圧信号である。

ここで、加算器71に加えられるアクチュエータ信号S1
1は、４−20mAに相当とする内容であるため、出力回路6
8からは、この４−20mAの低速信号にFSK変調波が重畳さ
れた第１図に示す如くの波形の信号SBが出力される。

受信回路7aは、この信号SBを導入し、アクチュエータ
の制御量の情報（４−20mAの値）を読取り、これにより
アクチュエータ７を駆動する。また、通信情報を復調し
て取り出し、例えば、この通信情報で指示されたアクチ
ュエータ７のレンジが選択される。

以上のように構成された第１図装置の動作を説明す
る。

まず、受信機能部（51,52,61,…）から説明する。本
発明のシグナルコンディショナ50は、これに接続される
トランスミッタ６の通信機能の有無にかかわらず適切に
動作するが、ここでは通信機能を有したトランスミッタ
が接続された例で説明する。

即ち、トランスミッタ６は、測定値（例えば測定圧力
値）を４−20mAの低速信号に変換し、更にこの低速信号
へ例えばFSK変調した信号（通信情報）を多重して出力
する。通信は、例えば半２重FSK通信（1200ボー）であ
る。

電流信号SAは、測定信号と通信信号が多重化されたま
ま入力回路51に内蔵された抵抗（図示せず）に流れて電
圧信号に変換される。この電圧信号は、入力回路51に内
蔵された増幅器（図示せず）により増幅され、ADC52へ
加えられる。ADC52は、導入したアナログ信号を一律に
ディジタル信号へ変換してディジタル信号処理部61に加
える。

ディジタル信号処理部61では、BPF53により導入した
ディジタル信号SCから所定の高周波成分（通信情報成
分）を抽出する。また、LPF55により低周波成分（測定
値成分）を抽出する。なお、BPF52とLPF55のフィルタ特
性は、ソフトウエアにより調整することができるので、
例えば信号SAにおける通信情報の搬送波が別の周波数帯
域である場合、その周波数帯域に適合するようにハード
ウエアを変更することなくフィルタ特性を調整できる。

ディジタル復調器54は、BPF53から導入した高周波成
分を復調し、第１図に示すような波形S1（ディジタル
値）を得る（第５図も参照）。復調動作の例を説明す
る。ディジタル復調器54に内蔵する比較器（図示せず）
によりBPF53から導入した信号とゼロ点を比較する。そ
してゼロクロスの時間間隔からFSKが復調される。

このように復調された通信情報S1は、インタフェース
64のI/O 62と、フォトカプラ65を介して制御装置１へ伝
送される。

一方、測定器56は、LPF55から導入した低周波成分
に、ディジタル演算を加えることで、測定値を得てい
る。この演算は、ディジタル演算器58で行い、演算に必
要なデータ及び演算途中で発生したデータは、メモリ59
に格納することができる。また、測定器56はテーブル60
を備えており、非直線のデータを直線のデータに変換す
る必要がある場合、このテーブル60を参照する。例え
ば、このテーブルには 熱電対の熱起電力：温度 の関
係を記述することができ、テーブル60を参照することで
熱起電力の値から、直ちに温度を読み取ることができ
る。また、ディジタル演算器58としては、例えば、乗
算、２乗演算、平均化演算などの機能を備えることがで
きる。これらの各演算機能は、公知の技術を用いること
で実現できる。例えば、平均化演算機能を用いること
で、トランスミッタ６から送られた信号SAの低周波成分
（第４図（ａ）のA1,A2）の平均値を得ることができ
る。

測定器56で得られた測定値を示すディジタル信号S2
は、インタフェース64のI/O 63と、フォトカプラ66を介
して制御装置１へ伝送される。

次に、送信機能部（69,70,78,…）の動作を説明す
る。制御装置１から通信情報を意味する送信信号S8と、
アクチュエータ７の制御量を示すアクチュエータ信号S9
がフォトカプラ75,76を介してインタフェース78に加え
られる。その結果、インタフェース78のI/O 73からは、
例えば第１図に示すような送信データ列の信号S10がデ
ィジタル変換器72に加えられる。そしてディジタル変調
器72は、送信データ列に応じて変調された信号S12を出
力する。信号S12は、波形の瞬時振幅値を表すディジタ
ル値である。

一方、インタフェース78のI/O 74からは、アクチュエ
ータ７の制御量を示す信号S11がディジタル信号処理部7
0に加えられる。ここで、４−20mAに相当するサプレス
したディジタル信号をアクチュエータ信号S9として制御
装置１が出力した場合、ディジタル信号処理部70は、導
入した信号S11に何等の演算を加えず直接加算器71に加
えることができる。しかし、制御装置１が、信号S9とし
て単にアクチュエータ７の制御量０〜100％を示す内容
の信号を出力した場合には、ディジタル信号処理部70の
図示しない演算ブロックにて、これを４−20mAに相当す
るサプレスしたディジタル量へ変換演算する。

加算器71は、信号S12とS11をディジタル加算して周波
数多重された信号S13を出力する。そして、DAC69は、デ
ィジタル信号処理部70から加えられた多重化されたディ
ジタル信号S13を一律にアナログ信号S14へ変換する。ア
ナログ信号S14には、アクチュエータ７の制御量を示す
情報（例えば第４図のA1,A2に相当）と、FSK変調波によ
る通信情報（例えば第１図の信号S10に相当）とが含ま
れている。

出力回路68は、この信号S14を電流信号SBへ変換して
出力する。加算器71に加えられるアクチュエータ信号S1
1は、４−20mAに相当とする内容であるため、出力回路6
8からは、この４−20mAの低速信号にFSK変調波が重畳さ
れた第１図に示す如くの波形の信号SBが出力される。

受信回路7aは、この信号SBを導入し、アクチュエータ
の制御量の情報（４−20mAの値）を読取り、これにより
アクチュエータ７を駆動する。また、通信情報を復調し
て取り出し、この通信情報により例えばアクチュエータ
７のレンジを変化させる。

第１図に示すシグナルコンディショナ50は、受信機能
部と、送信機能部を共に備えた構成であるが、どちらか
一方のみを備えるようにしてもよい。第２図装置は、受
信機能部のみを備えたシグナルコンディショナである。

なお、上述では多重化された信号として周波数多重さ
れた例で説明したが時分割多重（第４図（ｂ）参照）さ
れた信号でも本発明のシグナルコンディショナは、測定
情報と通信情報を送受信できるのは明らかである。

また、第１図では、端子P1,P2間に加えられる信号
は、４−20mAの低速信号に変調波が多重された信号とし
て説明した。しかし、トランスミッタ６が熱電対をセン
サとする場合、微小の熱起電力が信号SAとして出力され
ることになる。このような微小電圧の伝送信号SAが加え
られる場合、制御装置１からシグナルコンディショナ50
に指令信号を加え、入力回路51のI/V変換するための抵
抗の接続を切り離し、入力回路51の増幅器を高ゲインの
アンプに切り替える。

次に、第１図のADC52について説明する。AD変換器
は、その動作原理として、全並列型AD変換器と、逐次比
較型AD変換器がよく知られている。

全並列型AD変換器は、2ⁿ個の比較器を用い、入力電圧
に最も近いディジタル・コードへ一気に変換する方法で
ある。

逐次比較型AD変換器は、基準となるDA変換器の出力電
圧が入力信号に最も近くなるようにディジタル・コード
を２分探索法により求める方式である。

本発明の装置は、上記した２つの動作原理のAD変換器
を用いても、小品種化及びIC化の効果を得ることができ
るが、オーバサンプリング方式のAD変換器を用いると、
更に、以下に説明するような顕著な効果がえられる。

近年のプロセス制御の分野においては、トランスミッ
タ６から送られてくる低周波（100Hz以下）の測定成分
（例えば第４図のA1）の測定精度として、14ビット程度
の分解能が要求される。

一方、この測定成分に多重される通信信号（第４図参
照）の周波数は、一般に10KHz程度であるが、その通信
信号の測定精度は、６ビットの分解能でよいとされる。
その理由は、通信信号については、第５図の如くfoまた
はf1を識別できればその通信内容を読むことができるか
らである。

したがって、第１図装置に用いるADC52として100Hzで
14ビット、10KHzで６ビットの機能を持つAD変換器が必
要である。第７図は、AD変換器の入力信号の周波数と変
換ビット数（分解能）の関係を示す図である。通常、AD
変換器では、周波数と、変換ビット数とは、相反する関
係にある。即ち、第７図のラインＬに沿った関係とな
る。例えば或る設計によるAD変換器の特性が、第７図に
示すB2点であれば、このAD変換器は、周波数が０〜f3の
アナログ信号をA3ビットで変換できることを示してい
る。また別のAD変換器の特性はB3点の如くである。

従って、何等の対策を施さないと、第７図のB1点（10
KHz6ビットの分解能）とB5点（100Hz14ビットの分解
能）を同時に満たす10KHzで14ビットのB6点のAD変換器
が必要になる。

しかし、10KHzで14ビットのAD変換器は、第７図に示
す如く一般に得られる特性ラインＬより掛け離れて上位
の特性であり、このようなAD変換器を全並列型AD変換器
または逐次比較型AD変換器で製作すると高価なものとな
り、かつ規模の大きい構成になる。

本発明では、ADC52として、オーバサンプリング方式
のAD変換器を用いることで、上記問題点（高価・大規
模）を解決している。要約するとオーバサンプリング方
式のAD変換器は、低周波の信号については、オーバサン
プル比が大きくなるので、高精度でAD変換でき、高周波
の信号については、オーバサンプル比が小さくなるの
で、低い精度でAD変換することになる。従って、本発明
のように低周波と高周波が多重された信号のAD変換で
は、１個のオーバサンプリング方式AD変換器を用いて、
100Hzで14ビット、10KHzで６ビットの機能を実現でき
る。

これを説明する。第３図にオーバサンプリング方式の
AD変換器の構成例を示す。第３図は、第１図の点線で囲
ったブロック90に相当する構成である。一般に、オーバ
サンプリング方式のAD変換器と言った場合、第３図のΣ
Δ変調器52と、この出力をフィルタフィングするディジ
タルフィルタ53,55との組み合わせを指すが、本明細書
では、第１図回路との整合性をとるために、ΣΔ変換器
52が第１図のADC52に相当するとして説明する。

第３図に示すAD変換器は、既に公知である（日経エレ
クトロニクス1988.7.25（no.452）が、その動作を簡単
に説明する。入力回路51の出力を前置フィルタ81に導入
する。前置フィルタ81は、ナイキスト出力（サンプリン
グ出力の1/2）より高い周波数成分を除去し、サンプリ
ングに伴う折り返し雑音を防ぐ作用を持つ。この前置フ
ィルタ81の出力は、スイッチSW2によりサンプリングさ
れる。オーバサンプリング方式のAD変換器では、最終的
に必要な測定対象の信号周波数より十分高い（例えば、
10倍以上高い）サンプリング周波数に設定されている点
が特徴の一つである。加算器82は、このサンプリングさ
れた入力信号値と、１ビットAD変換器86から出力される
仮想的な予測波形との差を出力する。積分器83はこの加
算器82の出力を積分し、この出力を比較器84で量子化す
る。比較器84の出力は、Ｄフリップフロップで構成され
る１クロック遅延器85を介して１ビットAD変換器86に加
えられる。第３図で点線のブロック部分52は、一般にΣ
Δ変調器と呼ばれる構成であり、加えられた入力SGをΣ
Δ変調して出力する。即ち、ΣΔ変調された信号SFは、
全並列型AD変換器または逐次比較型AD変換器で得られる
変換ディジタル信号と、“多少意味合いが異なる”が、
このΣΔ変調された信号SFも、入力信号SGをディジタル
・コード信号へ変換したものである。従って、本明細書
では、第３図のΣΔ変換器52を第１図のADC52に相当す
るとしている。

上記した“多少意味合いが異なる”点を説明する。第
１図に示すADC52を例えば全並列型AD変換器や逐次比較
型AD変換器で構成した場合、その出力信号SCは、入力信
号SGと１対１に対応したディジタル値である。従って、
これをBPF53とLPF55でフィルタリングすることで、高周
波成分SDと低周波成分SEをそれぞれ抽出できる。

一方、オーバサンプリング方式のAD変換器を用いた場
合、第３図のΣΔ変調器52の出力SFは、入力信号SGをΣ
Δ変調したものであり、入力信号SGと１対１に対応して
いない。オーバサンプリング方式のAD変換器では、ΣΔ
変調された信号SFをディジタルフィルタに通して初め
て、入力信号SGに対応したディジタル信号が得られる。
つまり、第３図のBPF53から入力信号SG高周波成分と１
対１に対応したディジタル信号SDが得られ、LPF55から
低周波成分と１対１に対応したディジタル信号SEが得ら
れる。なお、第３図のBPF53とLPF55は、第１図のそれと
同じである。

要するにΣΔ変調された信号SFをBPF53に通すと、第
５図の高周波成分を例えば６ビットのディジタル信号に
変換した信号SDが取り出される。また、LPF55に通す
と、低周波の測定成分が14ビットのディジタル信号に変
換した信号SEが取り出される。

つまりLPF55によれば、低周波の測定成分に対し、大
きなオーバサンプル比でサンプリングしたデータを演算
することになるので量子化誤差は小さくなる。従って、
この結果得られるAD変換されたデータは、高精度とな
る。変換精度（例えば14ビット）は、オーバサンプル比
で決定されるので低周波の信号程オーバサンプル比が大
きくなり、高分解能で変換される。

一方、BPF53によれば、高周波の信号成分に対し小さ
いオーバサンプル比でサンプリングしたデータを演算す
ることになるので量子化誤差が増大し、その結果、得ら
れるAD変換されたデータの精度は低下する。従って、高
周波成分は、例えば６ビットの変換精度となる。

以上の結果、オーバサンプリング式のAD変換器では、
第７図のように、高周波の成分に対しては、例えばB1点
のように、10KHzにて６ビットであるが、低周波の対し
ては、例えばB5点のように100Hzで14ビットの変換精度
が得られる。

以上は、受信機能部のAD変換器をオーバサンプリング
方式のAD変換器で構成した場合の説明であるが、同様に
送信機能部のDAC69をオーバサンプリング方式のDA変換
器で構成しても、同様な効果（必要な機能を安価に実現
できる）が得られる。なお、オーバサンプリング方式の
DA変換器は、公知であるため、この構成を第９図に示し
てその動作説明は省略する。第９図で示すΣΔ変調器の
構成は、第３図のそれと同じである。

なお、第１図、第２図、第３図ではフィルタを２個設
けた例で説明したが、もっと多数のフィルタを設け、複
数の周波数情報を選択できるようにしてもよい。

また、通信情報は、FSK変調により伝送する例で説明
したが、FSK変調に限るものではない。

〈本発明の効果〉 以上述べたように本発明によれば、従来装置が有して
いた問題点を全て解決できる。即ち、 （１）ディジタル信号処理部61,70は、ソフトウエア的
にその処理機能を変えることができるので、少ない品種
で多種類のトランスミッタやアクチュエータに対応する
ことができる。出願人は、従来膨大なシグナルコンディ
ショナの品種を用意していたが、本発明のシグナルコン
ディショナによれば、これを僅か１機種のハードウエア
に置き換えることができ、その効果は極めて大きい。

（２）通信情報を有したトランスミッタやアクチュエー
タが接続されても、また、通信機能がない通常のトラン
スミッタやアクチュエータが接続されても適切に信号の
送受信を行うことができる。

（３）ディジタル信号処理部61と70及びADC52とDAC69
は、ディジタル回路でありIC化に適している。従って、
シグナルコンディショナを小形化できる。

なお、第１図のADC52をオーバサンプリング方式のAD
変換器で構成し、DAC69をオーバサンプリング方式のDA
変換器で構成すると、更にIC化に適した構成とすること
ができる。

なぜオーバサンプリング方式のAD変換器及びDA変換器
が、IC化に適した構成であるかは、当業者であれば明ら
かであるためその説明は省略する（日経エレクトロニク
ス1988.7.25（no.452）278〜280ページ参照）。

（４）本発明の装置は、受信機能部も、送信機能部も導
入した信号に対しディジタル演算処理して所望の信号を
得るようにしている。従って、入力条件及び出力条件が
変わっても、このディジタル演算処理内容をソフトウエ
ア的に変更できる。従って、これらの条件の変更に迅速
に対処することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかるシグナルコンディショナの構成
例を示す図、第２図は本発明にかかるシグナルコンディ
ショナの別の構成例を示す図、第３図は第１図ブロック
90部の別の構成例を示す図、第４図は多重化信号の例を
示す図、第５図はFSK変調の説明をする図、第６図は測
定信号の説明をする図、第７図はAD変換の周波数とビッ
ト数の関係を示す図、第８図は従来例を示す図、第９図
はDAC69の構成例を示す図である。 51…入力回路、52…ADC、53…BPF、54…ディジタル変調
器、55…LPF、56…測定器、61,70…ディジタル信号処理
部、69…DAC、68…出力回路、64,78…インタフェース。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 今村 誠 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横 河電機株式会社内 (72)発明者 小室 貴紀 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横 河電機株式会社内 (72)発明者 林 俊介 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横 河電機株式会社内 (72)発明者 安井 均 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横 河電機株式会社内 (56)参考文献 特開 平１−200499（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−148733（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−128044（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−126999（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭62−53797（ＪＰ，Ｕ)

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】トランスミッタの出力に基づくアナログ信
   号をディジタル信号へ変換するAD変換手段（52）と、 このディジタル信号から低速信号成分と高速信号成分を
   取出すディジタルフィルタ（53,55）と、 取出した低速信号成分にディジタル信号処理を加え測定
   値を抽出する測定器（56）と、 取出した高速信号成分にディジタル信号処理を加え通信
   情報を抽出する復調器（54）と、 この測定器と復調器の出力を受取り前記測定値と通信情
   報を出力するインタフェース（64）と、 を備えたシグナルコンディショナ。
2. 【請求項２】測定値を示す低速信号と通信情報を示す高
   速信号とが多重化されたアナログ信号を導入し、測定値
   と通信情報を取出す装置において、 前記アナログ信号をディジタル信号へ変換するAD変換手
   段（52）と、 前記ディジタル信号から低速信号成分と高速信号成分を
   取り出し、それぞれへディジタル信号処理を加え、測定
   値と通信情報とを抽出するディジタル信号処理部（61）
   と、 このディジタル信号処理部の出力を受取り前記測定値と
   通信情報を出力するインタフェース（64）と、 を備えたシグナルコンディショナ。
3. 【請求項３】前記多重化されたアナログ信号として、測
   定値を示す低速信号と、通信情報を示す高速信号が周波
   数多重された信号であることを特徴とする請求項（２）
   記載のシグナルコンディショナ。
4. 【請求項４】前記多重化されたアナログ信号として、測
   定値を示す低速信号と、通信情報を示す高速信号がそれ
   ぞれ異なる時間帯に発生された信号であることを特徴と
   する請求項（２）記載のシグナルコンディショナ。
5. 【請求項５】アクチュエータの制御量を指示するディジ
   タル信号と、通信情報を示すディジタル信号を受け取る
   インタフェース（78）と、 このインタフェースから前記２つのディジタル信号を導
   入し、それぞれにディジタル信号処理を加え、アクチュ
   エータの制御量を表すディジタル値と、通信情報を示す
   変調された信号の振幅値を表すディジタル値と、を加算
   した多重化されたディジタル信号を出力するディジタル
   信号処理部（70）と、 このディジタル信号処理部の多重化されたディジタル信
   号を受け取り、これをアナログ信号へ変換するAD変換手
   段（69）と、 を備えたシグナルコンディショナ。