JPH05152853A - 検波器 - Google Patents
検波器Info
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- JPH05152853A JPH05152853A JP31435991A JP31435991A JPH05152853A JP H05152853 A JPH05152853 A JP H05152853A JP 31435991 A JP31435991 A JP 31435991A JP 31435991 A JP31435991 A JP 31435991A JP H05152853 A JPH05152853 A JP H05152853A
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- clock
- output
- signal
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】位相変調波の復調用の検波器に関し、ディジタ
ル的な回路構成として、回路規模の縮小が可能な検波器
を提供することを目的とする。 【構成】コンパレータ１で、データクロックｆb のＫ倍
（Ｋは実数）の周波数を有する入力信号ｆc を、入力信
号ｆc のＬ倍（Ｌは実数）の周波数を有するクロックｆ
s でサンプルするか、またはデータクロックｆb の（Ｍ
±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の周波数を有する入力信号ｆ
c を、データクロックｆb のＭ倍の周波数を有するクロ
ックｆs でサンプルして硬判定し、変化点検出手段２
で、この硬判定出力の立ち上がりまたは立ち下がりを検
出して出力を発生し、カウンタ３で、変化点検出手段２
の出力によってリセットしてクロックｆs をカウント
し、保持手段４で、カウンタ３のカウント値をデータ周
波数ｆbでサンプルして出力し、この保持手段４の出力
値によってデータ信号の位相情報を得ることで構成す
る。
ル的な回路構成として、回路規模の縮小が可能な検波器
を提供することを目的とする。 【構成】コンパレータ１で、データクロックｆb のＫ倍
（Ｋは実数）の周波数を有する入力信号ｆc を、入力信
号ｆc のＬ倍（Ｌは実数）の周波数を有するクロックｆ
s でサンプルするか、またはデータクロックｆb の（Ｍ
±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の周波数を有する入力信号ｆ
c を、データクロックｆb のＭ倍の周波数を有するクロ
ックｆs でサンプルして硬判定し、変化点検出手段２
で、この硬判定出力の立ち上がりまたは立ち下がりを検
出して出力を発生し、カウンタ３で、変化点検出手段２
の出力によってリセットしてクロックｆs をカウント
し、保持手段４で、カウンタ３のカウント値をデータ周
波数ｆbでサンプルして出力し、この保持手段４の出力
値によってデータ信号の位相情報を得ることで構成す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、検波器に関し、特に位
相により情報を伝達する通信分野における復調の目的に
用いられる検波器に関するものである。
相により情報を伝達する通信分野における復調の目的に
用いられる検波器に関するものである。
【０００２】ｎＰＳＫ変調方式等においては、搬送波の
位相を変化させることによって情報を伝達し、受信側に
おいて検波器を用いて受信信号を復調して位相成分を取
り出すことによって、もとの情報を再現する。
位相を変化させることによって情報を伝達し、受信側に
おいて検波器を用いて受信信号を復調して位相成分を取
り出すことによって、もとの情報を再現する。
【０００３】このような検波器においては、アナログ回
路を用いることなく、できるだけディジタル的な回路構
成とすることによって、回路素子を小さくし、回路規模
を縮小できるようにすることが要望される。
路を用いることなく、できるだけディジタル的な回路構
成とすることによって、回路素子を小さくし、回路規模
を縮小できるようにすることが要望される。
【０００４】
【従来の技術】図６は、従来の検波器の構成を示したも
のであって、１１は受信ローカル信号を発生するローカ
ル発振器、１２は入力信号を９０°位相を異にする２出
力に分割するハイブリッド（ＨＢ）、１３，１４は、２
入力を混合するミキサ、１５，１６は入力信号から高周
波成分を除去するローパスフィルタ、１７，１８はアナ
ログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタ
ル変換器（ＡＤ）、１９は２入力の位相差の情報を検出
する検波部である。
のであって、１１は受信ローカル信号を発生するローカ
ル発振器、１２は入力信号を９０°位相を異にする２出
力に分割するハイブリッド（ＨＢ）、１３，１４は、２
入力を混合するミキサ、１５，１６は入力信号から高周
波成分を除去するローパスフィルタ、１７，１８はアナ
ログ信号をディジタル信号に変換するアナログディジタ
ル変換器（ＡＤ）、１９は２入力の位相差の情報を検出
する検波部である。
【０００５】受信信号は、中間周波（ＩＦ）信号に変換
されて、ミキサ１３，１４に入力される。一方、ローカ
ル発振器１１からの受信ローカル信号は、ハイブリッド
１２を経て互いに９０°の位相差を有する２つの信号に
分割されて、それぞれミキサ１３，１４に入力されてＩ
Ｆ信号と混合される。これによって、ミキサ１３，１４
からそれぞれ位相差の信号を発生する。
されて、ミキサ１３，１４に入力される。一方、ローカ
ル発振器１１からの受信ローカル信号は、ハイブリッド
１２を経て互いに９０°の位相差を有する２つの信号に
分割されて、それぞれミキサ１３，１４に入力されてＩ
Ｆ信号と混合される。これによって、ミキサ１３，１４
からそれぞれ位相差の信号を発生する。
【０００６】ミキサ１３，１４からの出力は、それぞれ
ローパスフィルタ１５，１６を経て高周波成分を除去さ
れて、位相差の大きさを示す直交するアナログ信号とな
る。アナログディジタル変換器１７，１８は、それぞれ
のアナログ信号の振幅成分をディジタル信号に変換して
検波部１９に入力する。検波部１９では、ディジタル化
された両振幅成分から、入力ＩＦ信号における位相情報
を検出して、出力する。
ローパスフィルタ１５，１６を経て高周波成分を除去さ
れて、位相差の大きさを示す直交するアナログ信号とな
る。アナログディジタル変換器１７，１８は、それぞれ
のアナログ信号の振幅成分をディジタル信号に変換して
検波部１９に入力する。検波部１９では、ディジタル化
された両振幅成分から、入力ＩＦ信号における位相情報
を検出して、出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の検波器は、図６
に示されるように、ミキサ，ローパスフィルタ，９０°
ハイブリッド，ローカル発振器，アナログディジタル変
換器，検波部等を必要とするが、これらの要素の大部分
はアナログ回路から構成されている。
に示されるように、ミキサ，ローパスフィルタ，９０°
ハイブリッド，ローカル発振器，アナログディジタル変
換器，検波部等を必要とするが、これらの要素の大部分
はアナログ回路から構成されている。
【０００８】そのため、各素子の物理的寸法が大きく、
回路規模を縮小する上で不利である。またこれらのアナ
ログ回路素子は、調整が困難で安定度の点で問題があ
る。また直交する両振幅成分で位相を表すため、ディジ
タル信号に変換するためのアナログディジタル変換器
や、位相情報に変換するための検波部が必要となる。
回路規模を縮小する上で不利である。またこれらのアナ
ログ回路素子は、調整が困難で安定度の点で問題があ
る。また直交する両振幅成分で位相を表すため、ディジ
タル信号に変換するためのアナログディジタル変換器
や、位相情報に変換するための検波部が必要となる。
【０００９】本発明はこのような従来技術の課題を解決
しようとするものであって、コンパレータを用いて、Ｉ
Ｆ信号の符号のみを抽出して得られた信号の時間長をデ
ィジタル化して積分することによって、振幅成分を介す
ることなく、入力信号の位相情報を得られるようにする
ことを目的としている。
しようとするものであって、コンパレータを用いて、Ｉ
Ｆ信号の符号のみを抽出して得られた信号の時間長をデ
ィジタル化して積分することによって、振幅成分を介す
ることなく、入力信号の位相情報を得られるようにする
ことを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理的
構成を示したものである。本発明は、位相変調されたデ
ータ信号を復調する検波器において、入力信号の周波数
ｆc をデータクロックｆb のＫ倍（Ｋは実数）の周波数
とし、入力信号を入力信号周波数ｆc のＬ倍（Ｌは実
数）の周波数のクロックｆs でサンプルして硬判定し、
この硬判定出力を積分した値から位相情報を得るもので
ある。
構成を示したものである。本発明は、位相変調されたデ
ータ信号を復調する検波器において、入力信号の周波数
ｆc をデータクロックｆb のＫ倍（Ｋは実数）の周波数
とし、入力信号を入力信号周波数ｆc のＬ倍（Ｌは実
数）の周波数のクロックｆs でサンプルして硬判定し、
この硬判定出力を積分した値から位相情報を得るもので
ある。
【００１１】また本発明は、位相変調されたデータ信号
を復調する検波器において、データクロックｆb のＫ倍
（Ｋは実数）の周波数を有する入力信号ｆc を、入力信
号ｆ c のＬ倍（Ｌは実数）の周波数を有するクロックｆ
s でサンプルして硬判定するコンパレータ１と、この硬
判定出力の立ち上がりまたは立ち下がりを検出して出力
を発生する変化点検出手段２と、変化点検出手段２の出
力によってリセットしてクロックｆs をカウントするカ
ウンタ３と、カウンタ３のカウント値をデータ周波数ｆ
b でサンプルして出力する保持手段４とを備え、この保
持手段４の出力値によってデータ信号の位相情報を得る
ものである。
を復調する検波器において、データクロックｆb のＫ倍
（Ｋは実数）の周波数を有する入力信号ｆc を、入力信
号ｆ c のＬ倍（Ｌは実数）の周波数を有するクロックｆ
s でサンプルして硬判定するコンパレータ１と、この硬
判定出力の立ち上がりまたは立ち下がりを検出して出力
を発生する変化点検出手段２と、変化点検出手段２の出
力によってリセットしてクロックｆs をカウントするカ
ウンタ３と、カウンタ３のカウント値をデータ周波数ｆ
b でサンプルして出力する保持手段４とを備え、この保
持手段４の出力値によってデータ信号の位相情報を得る
ものである。
【００１２】さらに本発明は、位相変調されたデータ信
号を復調する検波器において、入力信号の周波数ｆc を
データクロックｆb の（Ｍ±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の
周波数とし、入力信号をデータクロックｆb のＭ倍の周
波数のクロックｆs でサンプルして硬判定し、この硬判
定出力を積分した値から位相情報を得るものである。
号を復調する検波器において、入力信号の周波数ｆc を
データクロックｆb の（Ｍ±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の
周波数とし、入力信号をデータクロックｆb のＭ倍の周
波数のクロックｆs でサンプルして硬判定し、この硬判
定出力を積分した値から位相情報を得るものである。
【００１３】さらにまた本発明は、位相変調されたデー
タ信号を復調する検波器において、データクロックｆb
の（Ｍ±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の周波数を有する入力
信号ｆc を、データクロックｆb のＭ倍の周波数を有す
るクロックｆs でサンプルして硬判定するコンパレータ
１と、この硬判定出力の立ち上がりまたは立ち下がりを
検出して出力を発生する変化点検出手段２と、変化点検
出手段２の出力によってリセットしてクロックｆs をカ
ウントするカウンタ３と、カウンタ３のカウント値をデ
ータ周波数ｆb でサンプルして出力する保持手段４とを
備え、この保持手段４の出力値によってデータ信号の位
相情報を得るものである。
タ信号を復調する検波器において、データクロックｆb
の（Ｍ±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の周波数を有する入力
信号ｆc を、データクロックｆb のＭ倍の周波数を有す
るクロックｆs でサンプルして硬判定するコンパレータ
１と、この硬判定出力の立ち上がりまたは立ち下がりを
検出して出力を発生する変化点検出手段２と、変化点検
出手段２の出力によってリセットしてクロックｆs をカ
ウントするカウンタ３と、カウンタ３のカウント値をデ
ータ周波数ｆb でサンプルして出力する保持手段４とを
備え、この保持手段４の出力値によってデータ信号の位
相情報を得るものである。
【００１４】
【作用】入力信号の周波数ｆc を、データクロックｆb
のＫ倍（Ｋは実数）の周波数とする。そして、入力信号
を入力信号周波数ｆcのＬ倍（Ｌは実数）の周波数のク
ロックｆs でサンプルして硬判定し、この硬判定出力を
積分した値から位相情報を得ることによって、位相変調
されたデータ信号を復調する。
のＫ倍（Ｋは実数）の周波数とする。そして、入力信号
を入力信号周波数ｆcのＬ倍（Ｌは実数）の周波数のク
ロックｆs でサンプルして硬判定し、この硬判定出力を
積分した値から位相情報を得ることによって、位相変調
されたデータ信号を復調する。
【００１５】従って本発明によれば、コンパレータを用
い、入力信号の符号のみを抽出して得られた信号の時間
長をディジタル化して積分することによって、振幅成分
を介することなく、入力信号の位相情報を得るので、各
素子を小型化して回路規模を縮小することができ、また
調整容易で安定度の点でも問題がなく、回路構成を簡単
にすることができる。
い、入力信号の符号のみを抽出して得られた信号の時間
長をディジタル化して積分することによって、振幅成分
を介することなく、入力信号の位相情報を得るので、各
素子を小型化して回路規模を縮小することができ、また
調整容易で安定度の点でも問題がなく、回路構成を簡単
にすることができる。
【００１６】この場合、コンパレータ１で、データクロ
ックｆb のＫ倍（Ｋは実数）の周波数を有する入力信号
ｆc を、入力信号ｆcのＬ倍（Ｌは実数）の周波数を有
するクロックｆs でサンプルして硬判定し、変化点検出
手段２で、この硬判定出力の立ち上がりまたは立ち下が
りを検出して出力を発生し、カウンタ３で、変化点検出
手段２の出力によってリセットしてクロックｆs をカウ
ントし、保持手段４で、カウンタ３のカウント値をデー
タ周波数ｆb でサンプルして出力することによって、保
持手段４の出力値からデータ信号の位相情報を得ること
ができる。
ックｆb のＫ倍（Ｋは実数）の周波数を有する入力信号
ｆc を、入力信号ｆcのＬ倍（Ｌは実数）の周波数を有
するクロックｆs でサンプルして硬判定し、変化点検出
手段２で、この硬判定出力の立ち上がりまたは立ち下が
りを検出して出力を発生し、カウンタ３で、変化点検出
手段２の出力によってリセットしてクロックｆs をカウ
ントし、保持手段４で、カウンタ３のカウント値をデー
タ周波数ｆb でサンプルして出力することによって、保
持手段４の出力値からデータ信号の位相情報を得ること
ができる。
【００１７】また、入力信号の周波数ｆc をデータクロ
ックｆbの（Ｍ±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の周波数と
し、入力信号をデータクロックｆb のＭ倍の周波数のク
ロックｆs でサンプルして硬判定し、この硬判定出力を
積分した値から位相情報を得ることによって、位相変調
されたデータ信号を復調する。
ックｆbの（Ｍ±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の周波数と
し、入力信号をデータクロックｆb のＭ倍の周波数のク
ロックｆs でサンプルして硬判定し、この硬判定出力を
積分した値から位相情報を得ることによって、位相変調
されたデータ信号を復調する。
【００１８】これによって、前述の発明と同様に、振幅
成分を介することなく、入力信号の位相情報を得るの
で、各素子を小型化して回路規模を縮小することがで
き、また調整容易で安定度の点でも問題がなく、回路構
成を簡単にすることができる。果を得ることができる。
成分を介することなく、入力信号の位相情報を得るの
で、各素子を小型化して回路規模を縮小することがで
き、また調整容易で安定度の点でも問題がなく、回路構
成を簡単にすることができる。果を得ることができる。
【００１９】この場合、コンパレータ１で、データクロ
ックｆb の（Ｍ±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の周波数を有
する入力信号ｆc を、データクロックｆb のＭ倍の周波
数を有するクロックｆs でサンプルして硬判定し、変化
点検出手段２で、この硬判定出力の立ち上がりまたは立
ち下がりを検出して出力を発生し、カウンタ３で、変化
点検出手段２の出力によってリセットしてクロックｆs
をカウントし、保持手段４で、カウンタ３のカウント値
をデータ周波数ｆb でサンプルして出力することによっ
て、保持手段４の出力値からデータ信号の位相情報を得
ることができる。
ックｆb の（Ｍ±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の周波数を有
する入力信号ｆc を、データクロックｆb のＭ倍の周波
数を有するクロックｆs でサンプルして硬判定し、変化
点検出手段２で、この硬判定出力の立ち上がりまたは立
ち下がりを検出して出力を発生し、カウンタ３で、変化
点検出手段２の出力によってリセットしてクロックｆs
をカウントし、保持手段４で、カウンタ３のカウント値
をデータ周波数ｆb でサンプルして出力することによっ
て、保持手段４の出力値からデータ信号の位相情報を得
ることができる。
【００２０】
【実施例】図２は、本発明の一実施例の構成を示したも
のであって、２１は入力信号を硬判定するコンパレー
タ、２２は入力信号における高周波成分を除去するフィ
ルタ、２３は入力信号の極性を反転するバッファ、２４
は入力信号をクロックごとに保持するフリップフロップ
（ＦＦ）、２５はナンド回路（ＮＡＮＤ）、２６はカウ
ンタ、２７は入力信号をクロックごとに保持するフリッ
プフロップ（ＦＦ）である。
のであって、２１は入力信号を硬判定するコンパレー
タ、２２は入力信号における高周波成分を除去するフィ
ルタ、２３は入力信号の極性を反転するバッファ、２４
は入力信号をクロックごとに保持するフリップフロップ
（ＦＦ）、２５はナンド回路（ＮＡＮＤ）、２６はカウ
ンタ、２７は入力信号をクロックごとに保持するフリッ
プフロップ（ＦＦ）である。
【００２１】図３は、図２の実施例における各部の信号
を示すタイムチャートであって、図２に示された実施例
の動作を説明するものである。データクロックをｆb と
したとき、ＩＦ信号の周波数ｆC はｆC ＝Ｋ＊ｆb であ
り、サンプルクロックの周波数ｆs はｆs ＝Ｌ＊ｆC で
あって、図３においては、Ｋ＝４，Ｌ＝８の場合を例示
している。
を示すタイムチャートであって、図２に示された実施例
の動作を説明するものである。データクロックをｆb と
したとき、ＩＦ信号の周波数ｆC はｆC ＝Ｋ＊ｆb であ
り、サンプルクロックの周波数ｆs はｆs ＝Ｌ＊ｆC で
あって、図３においては、Ｋ＝４，Ｌ＝８の場合を例示
している。
【００２２】コンパレータ２１において、ＩＦ信号ｆC
をクロックｆS でサンプルしてその符号のみを判定する
ことによって、図３に示す硬判定出力を得、これをフィ
ルタ２２を経て高周波成分を除去する。一方、バッファ
２３によってフィルタ２２の出力を反転し、フリップフ
ロップ２４でサンプルクロックｆs の１周期間保持した
のち、フィルタ２２の出力とともにナンド回路２５に加
えることによって、硬判定出力の立ち上がりで出力を発
生して、カウンタ２６にリセット信号として加える。な
お、リセット信号は、硬判定出力の立ち下がりで発生す
るようにしてもよい。
をクロックｆS でサンプルしてその符号のみを判定する
ことによって、図３に示す硬判定出力を得、これをフィ
ルタ２２を経て高周波成分を除去する。一方、バッファ
２３によってフィルタ２２の出力を反転し、フリップフ
ロップ２４でサンプルクロックｆs の１周期間保持した
のち、フィルタ２２の出力とともにナンド回路２５に加
えることによって、硬判定出力の立ち上がりで出力を発
生して、カウンタ２６にリセット信号として加える。な
お、リセット信号は、硬判定出力の立ち下がりで発生す
るようにしてもよい。
【００２３】カウンタ２６はナンド回路２５からの信号
によってリセットされながら、サンプルクロックをカウ
ントすることによって、硬判定出力の１周期の期間をサ
ンプルクロックｆs によって計数する。
によってリセットされながら、サンプルクロックをカウ
ントすることによって、硬判定出力の１周期の期間をサ
ンプルクロックｆs によって計数する。
【００２４】硬判定出力の周期は、ＩＦ信号の位相が変
化しないときは一定であるが、ＩＦ信号に位相変化があ
ったときは、その周期が変化し、従ってカウント値が変
化する。そこで、カウンタ２６のカウント値をフリップ
フロップ２７において、データクロックｆb ごとにサン
プルしなおすことによって、位相変化を示す出力を得
る。
化しないときは一定であるが、ＩＦ信号に位相変化があ
ったときは、その周期が変化し、従ってカウント値が変
化する。そこで、カウンタ２６のカウント値をフリップ
フロップ２７において、データクロックｆb ごとにサン
プルしなおすことによって、位相変化を示す出力を得
る。
【００２５】図３においては、Ａ点においてＩＦ信号に
位相変化があったため、カウンタのカウント値に変化が
生じ、そのためデータクロックｆb の２πからπまでの
変化に対して、カウント値に変化が生じたことが示され
ている。
位相変化があったため、カウンタのカウント値に変化が
生じ、そのためデータクロックｆb の２πからπまでの
変化に対して、カウント値に変化が生じたことが示され
ている。
【００２６】このように、図２の実施例においては、カ
ウンタ２６のカウント値は、ＩＦ信号の位相変化に比例
している。そこで、ＩＦ信号の１周期に対応するカウン
ト値が分かっていれば、これに適当な係数をかけて、デ
ータの周波数ｆb でサンプルしなおすことによって、こ
の出力をそのまま位相として扱うことができる。
ウンタ２６のカウント値は、ＩＦ信号の位相変化に比例
している。そこで、ＩＦ信号の１周期に対応するカウン
ト値が分かっていれば、これに適当な係数をかけて、デ
ータの周波数ｆb でサンプルしなおすことによって、こ
の出力をそのまま位相として扱うことができる。
【００２７】図４は、本発明の他の実施例の構成を示し
たものであって、図２に示された実施例と同じものを、
同じ番号で示している。
たものであって、図２に示された実施例と同じものを、
同じ番号で示している。
【００２８】図５は、図４の実施例における各部の信号
を示すタイムチャートであって、図４に示された実施例
の動作を説明するものである。データクロックをｆb と
したとき、ＩＦ信号の周波数ｆC はｆC ＝（Ｍ±Ｎ）＊
ｆb であり、サンプルクロックの周波数ｆs はｆs ＝Ｍ
＊ｆb である。図３においては、ｆC ＝（Ｍ＋Ｎ）＊ｆ
b であり、Ｍ＝１６，Ｎ＝４の場合を例示している。
を示すタイムチャートであって、図４に示された実施例
の動作を説明するものである。データクロックをｆb と
したとき、ＩＦ信号の周波数ｆC はｆC ＝（Ｍ±Ｎ）＊
ｆb であり、サンプルクロックの周波数ｆs はｆs ＝Ｍ
＊ｆb である。図３においては、ｆC ＝（Ｍ＋Ｎ）＊ｆ
b であり、Ｍ＝１６，Ｎ＝４の場合を例示している。
【００２９】コンパレータ２１において、ＩＦ信号ｆC
＝（Ｍ＋Ｎ）＊ｆb をサンプルクロックｆs ＝Ｍ＊ｆb
でサンプルすると、周波数Ｎ＊ｆb の信号をサンプルク
ロックｆs ＝Ｍ＊ｆb でサンプルして硬判定したのと同
じ出力が得られ、図５に示す硬判定出力が得られる。こ
れをフィルタ２２を経て高周波成分を除去する。一方、
バッファ２３によってフィルタ２２の出力を反転し、フ
リップフロップ２４でサンプルクロックｆS の１周期間
保持したのち、フィルタ２２の出力とともにナンド回路
２５に加えることによって、硬判定出力の立ち上がりで
出力を発生して、カウンタ２６にリセット信号として加
える。なお、リセット信号は、硬判定出力の立ち下がり
で発生するようにしてもよい。
＝（Ｍ＋Ｎ）＊ｆb をサンプルクロックｆs ＝Ｍ＊ｆb
でサンプルすると、周波数Ｎ＊ｆb の信号をサンプルク
ロックｆs ＝Ｍ＊ｆb でサンプルして硬判定したのと同
じ出力が得られ、図５に示す硬判定出力が得られる。こ
れをフィルタ２２を経て高周波成分を除去する。一方、
バッファ２３によってフィルタ２２の出力を反転し、フ
リップフロップ２４でサンプルクロックｆS の１周期間
保持したのち、フィルタ２２の出力とともにナンド回路
２５に加えることによって、硬判定出力の立ち上がりで
出力を発生して、カウンタ２６にリセット信号として加
える。なお、リセット信号は、硬判定出力の立ち下がり
で発生するようにしてもよい。
【００３０】カウンタ２６はナンド回路２５からの信号
によってリセットされながら、サンプルクロックをカウ
ントすることによって、硬判定出力の１周期の期間をサ
ンプルクロックによって計数する。
によってリセットされながら、サンプルクロックをカウ
ントすることによって、硬判定出力の１周期の期間をサ
ンプルクロックによって計数する。
【００３１】硬判定出力の周期は、ＩＦ信号の位相が変
化しないときは一定であるが、ＩＦ信号に位相変化があ
ったときは、その周期が変化し、従ってカウント値が変
化する。そこで、カウンタ２６のカウント値をフリップ
フロップ２７において、データクロックごとにサンプル
しなおすことによって、位相変化を示す出力を得る。
化しないときは一定であるが、ＩＦ信号に位相変化があ
ったときは、その周期が変化し、従ってカウント値が変
化する。そこで、カウンタ２６のカウント値をフリップ
フロップ２７において、データクロックごとにサンプル
しなおすことによって、位相変化を示す出力を得る。
【００３２】図５においては、Ｂ点においてＩＦ信号に
位相変化があったため、カウンタのカウント値に変化が
生じ、そのためデータクロックの２πからπまでの変化
に対して、カウント値に変化が生じたことが示されてい
る。
位相変化があったため、カウンタのカウント値に変化が
生じ、そのためデータクロックの２πからπまでの変化
に対して、カウント値に変化が生じたことが示されてい
る。
【００３３】このように、図４の実施例においては、カ
ウンタ２６のカウント値は、ＩＦ信号の位相変化に比例
している。そこで、ＩＦ信号の１周期に対応するカウン
ト値が分かっていれば、これに適当な係数をかけて、デ
ータの周波数ｆｂでサンプルしなおすことによって、こ
の出力をそのまま位相として扱うことができる。
ウンタ２６のカウント値は、ＩＦ信号の位相変化に比例
している。そこで、ＩＦ信号の１周期に対応するカウン
ト値が分かっていれば、これに適当な係数をかけて、デ
ータの周波数ｆｂでサンプルしなおすことによって、こ
の出力をそのまま位相として扱うことができる。
【００３４】なお、図４および図５に示された実施例に
おいて、ＩＦ信号の周波数ｆC をｆ C ＝（Ｍ−Ｎ）＊ｆ
b とし、サンプルクロックの周波数ｆs をｆs ＝Ｍ＊ｆ
b としても、全く同様の結果を得ることができる。
おいて、ＩＦ信号の周波数ｆC をｆ C ＝（Ｍ−Ｎ）＊ｆ
b とし、サンプルクロックの周波数ｆs をｆs ＝Ｍ＊ｆ
b としても、全く同様の結果を得ることができる。
【００３５】また、図２または図４の実施例において、
１個のカウンタを使用する代わりに、２個のカウンタに
よって硬判定出力の“０”の期間と、“１”の期間とを
別々に計数し、加算器を用いて両カウンタの出力を加算
することによっても、全く同じ結果を得ることができ
る。
１個のカウンタを使用する代わりに、２個のカウンタに
よって硬判定出力の“０”の期間と、“１”の期間とを
別々に計数し、加算器を用いて両カウンタの出力を加算
することによっても、全く同じ結果を得ることができ
る。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、搬
送波の位相を変化させた信号を復調して位相成分を取り
出す検波器において、コンパレータを用いて、ＩＦ信号
の符号のみを抽出して得られた信号の時間長をディジタ
ル化して積分することによって、入力信号の位相情報を
得るようにしたので、回路素子が小型化されて回路規模
縮小の上で有利であるとともに、調整困難の問題がな
く、安定度のよい検波器を実現することができる。
送波の位相を変化させた信号を復調して位相成分を取り
出す検波器において、コンパレータを用いて、ＩＦ信号
の符号のみを抽出して得られた信号の時間長をディジタ
ル化して積分することによって、入力信号の位相情報を
得るようにしたので、回路素子が小型化されて回路規模
縮小の上で有利であるとともに、調整困難の問題がな
く、安定度のよい検波器を実現することができる。
【図１】本発明の原理的構成を示す図である。
【図２】本発明の一実施例の構成を示す図である。
【図３】図２の実施例における各部の信号を示すタイム
チャートである。
チャートである。
【図４】本発明の他の実施例の構成を示す図である。
【図５】図４の実施例における各部の信号を示すタイム
チャートである。
チャートである。
【図６】従来の検波器の構成を示す図である。
１ コンパレータ ２ 変化点検出手段 ３ カウンタ ４ 保持手段
Claims (4)
- 【請求項１】 位相変調されたデータ信号を復調する検
波器において、 入力信号の周波数ｆc をデータクロックｆb のＫ倍（Ｋ
は実数）の周波数とし、該入力信号を入力信号周波数ｆ
c のＬ倍（Ｌは実数）の周波数のクロックｆs でサンプ
ルして硬判定し、該硬判定出力を積分した値から位相情
報を得ることを特徴とする検波器。 - 【請求項２】 位相変調されたデータ信号を復調する検
波器において、 データクロックｆb のＫ倍（Ｋは実数）の周波数を有す
る入力信号ｆc を、該入力信号ｆc のＬ倍（Ｌは実数）
の周波数を有するクロックｆs でサンプルして硬判定す
るコンパレータ（１）と、 該硬判定出力の立ち上がりまたは立ち下がりを検出して
出力を発生する変化点検出手段（２）と、 該変化点検出手段（２）の出力によってリセットして前
記クロックｆs をカウントするカウンタ（３）と、 該カウンタ（３）のカウント値をデータ周波数ｆb でサ
ンプルして出力する保持手段（４）とを備え、 該保持手段（４）の出力値によってデータ信号の位相情
報を得ることを特徴とする検波器。 - 【請求項３】 位相変調されたデータ信号を復調する検
波器において、 入力信号の周波数ｆc をデータクロックｆb の（Ｍ±
Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の周波数とし、該入力信号をデ
ータクロックｆb のＭ倍の周波数のクロックｆs でサン
プルして硬判定し、該硬判定出力を積分した値から位相
情報を得ることを特徴とする検波器。 - 【請求項４】 位相変調されたデータ信号を復調する検
波器において、 データクロックｆb の（Ｍ±Ｎ）倍（Ｍ，Ｎは実数）の
周波数を有する入力信号ｆc を、データクロックｆb の
Ｍ倍の周波数を有するクロックｆs でサンプルして硬判
定するコンパレータ（１）と、 該硬判定出力の立ち上がりまたは立ち下がりを検出して
出力を発生する変化点検出手段（２）と、 該変化点検出手段（２）の出力によってリセットして前
記クロックｆs をカウントするカウンタ（３）と、 該カウンタ（３）のカウント値をデータ周波数ｆb でサ
ンプルして出力する保持手段（４）とを備え、 該保持手段（４）の出力値によってデータ信号の位相情
報を得ることを特徴とする検波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31435991A JPH05152853A (ja) | 1991-11-28 | 1991-11-28 | 検波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31435991A JPH05152853A (ja) | 1991-11-28 | 1991-11-28 | 検波器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05152853A true JPH05152853A (ja) | 1993-06-18 |
Family
ID=18052385
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31435991A Withdrawn JPH05152853A (ja) | 1991-11-28 | 1991-11-28 | 検波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05152853A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114019857A (zh) * | 2021-10-28 | 2022-02-08 | 华中师范大学 | 一种基于相位内插的高精度相位调节与测量系统及方法 |
-
1991
- 1991-11-28 JP JP31435991A patent/JPH05152853A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114019857A (zh) * | 2021-10-28 | 2022-02-08 | 华中师范大学 | 一种基于相位内插的高精度相位调节与测量系统及方法 |
| CN114019857B (zh) * | 2021-10-28 | 2024-03-22 | 华中师范大学 | 一种基于相位内插的高精度相位调节与测量系统及方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990204 |