JPH0449298B2

JPH0449298B2 -

Info

Publication number: JPH0449298B2
Application number: JP58230127A
Authority: JP
Inventors: Ichiro Shibazaki
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1983-12-06
Filing date: 1983-12-06
Publication date: 1992-08-11
Also published as: JPS60121830A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、基地局と移動局から成る無線通信シ
ステムにおいて基地局の受信レベルが過大となつ
たときに基地局から移動局に送出する送信出力規
制信号により、移動局の送信出力を例えばワツト
から数十ミリワツトまで制御する送信出力の制御
方法に関するものである。

従来例の構成とその問題点従来、移動通信用の基地局アンテナとして水平
無指向性で利得が大きく、指向性の下方ローブを
抑えたアンテナを用いているが、下方ローブの利
得はダイ −ルアンテナの利得に対して同程度あ
る。

基地局受信機の受信電力P_Rは送信電力をP_T、
損失をL_P、アンテナ利得をG_rとして一般にP_R＝
P_T−L_P＋G_rで表わされ、送信電力P_T＝10W
（40dBm）、基地アンテナ高が低くて下方ローブ
に対する移動局の距離が70ｍとすると、900MHz
では損失L_Pは約64dB、一方、下方ローブの利得
を0dBとすると受信電力レベルP_Rは−24dBm
（89dBμ）となる。いま、基地局の許容受信電力
P_ROを−48dBm（65dBμ）とすれば、受信電力P_R
は許容受信電力P_ROを24dBも上廻り、これが基地
局受信障害の原因となる。

このため、基地局に近接した移動局の送信出力
を低下させる必要がある。

従来、移動局の送信出力の制御には第１図のよ
うな回路が用いられている。第１図において、１
は送信機の前段部であり、原発振器、変調部また
必要により周波数進倍部、緩衝増幅部を備えてい
る。原発振器は周波数シンセサイザ等により複数
のチヤネルにアクセスするように制御されてお
り、数十〜数百ｍＷを出力することができるもの
である。２は、励振部、３は電力増幅ユニツト、
（以下PA部という）、４は方向性結合器、５はア
イソレータ、６は帯域フイルタ（BPF）、７はア
ンテナを表わしている。一般には送受共用器（図
示せず）を経てアンテナに出力される。８は励振
部２およびPA部３の電源（V_CC供給端子、９は
出力制御端子であり、出力制御信号は受信機内の
制御器（図示せず）から供給される。１０は励振
部２およびPA部３への供給電力制御部、１１は
電圧比較器、１５は進行波の検波器、１６は直流
電圧の可変減衰器、１８は前記可変減衰器１６の
切替スイツチ、１９は送信出力を制御する基準電
圧発生部である。

次に、上記従来例の動作を説明する。送信機の
前段部１の出力は出力送信周波数_Tで数十ｍＷ〜
数百ｍＷとして励振部２へ加えられる。励振部２
はこの周波数成分を増幅してPA部３を励振する。
PA部３の出力は方向性結合器４、アイソレータ
５、BPF６を通つてアンテナ７へ出力される。
方向性結合器４では進行波成分の一部を取出し、
検波器１５で検波し、その直流出力は可変減衰器
１６を介して電圧比較器１１に供給され、ここで
基準電圧発生部１９の出力と比較され、その結果
に基いて供給電力制御部１０に制御電圧を与え
る。供給電力制御部１０は電圧比較器１１の電圧
により、励振部２およびPA部３の供給電圧を可
変して出力を変化させる。検波器１５の検波電圧
E_dが基準電圧E_Sより低い場合（E_d＜E_S）は供給
電力制御部１０の出力をより高圧にし、E_d＞E_S
の場合は供給電力制御部１０からの制御電圧E_C
を低下させる。PA部３の出力があらかじめ設定
した出力に接近するように制御する。切替スイツ
チ１８は出力制御端子９の入力により可変減衰器
１６を変化させて電圧比較器１１に出力させる。
第２図は検波器１５の検波特性を表わしたもので
あり、方向性結合器４からアンテナ７への送信出
力の進行波成分P_dに対して検波電圧E_dを表した
ものである。ここで検波電圧E_dは送信出力が
10dBの低下に対して3.7Vに、20dBの低下に対し
て1Vに変化する。しかし、ダイオード検波器の
入力が低下して直線検波領域を外れた場合は検波
出力は急激に低下し、−20dB以下ではその変化の
判別が困難となり、正確な出力制御が不可能とな
る。又−20dB附近で能率良く検波するためには
方向性結合器４の結合を密にする必要があるがこ
れにより挿入損失が増加してアンテナ７からの出
力が低下する欠点がある。これを補償するには大
出力のPA部が必要となり、電源利用効率を低下
させる欠点があるため、低電力で正確な出力制御
のできる出力制御方法が要求されている。

発明の目的本発明は前記従来例の欠点を除去するものであ
り、方向性結合器の結合を密にして大きな進行波
成分を取出して送信出力を低下させる代りに、微
少電力を抽出し、これを増幅後に検波することに
よつて最大送信出力から数十ｍＷの低出力点まで
の広範囲の出力制御を安定確実に行なうことを目
的とするものである。

発明の構成本発明は前記目的を達成するために、方向性結
合器を疎結合として挿入損失を低下させることに
よつて送信出力の低下を防止すると共に、増幅器
を用いて進行波成分を増幅したのち検波を行ない
基準の送出力を所定量以下に低下した状態におい
ても検波器を直線検波領域で動作できるようにし
たものであり、低出力においても正確な出力制御
が可能である。また、基地局からの送信出力の制
御信号を識別して送信出力制御のための基準電圧
を設定し、また検波電圧を適当に分圧して出力制
御に都合のよい点で動作させるもので、広い出力
範囲において安定確実な出力制限を可能にする効
果を得るものである。

実施例の説明以下に本発明の一実施例の構成について、図面
とともに説明する。

第３図は本発明の制御方法を採用した装置の構
成を示すブロツク図であり、１は送信機の前段
部、２は励振部、３はPA部、４は方向性結合器、
５はアイソレータ、６はBPF、７はアンテナ、
８は電源供給端子、９は出力制御端子、１０は供
給電力制御部、１１は電圧比較器、１５は検波
器、１６は可変減衰器、１８は切替スイツチであ
る。これらは第１図のものと同じ機能を有する。
さらに、１２および１３は第１図の基準電圧発生
部１９に相当する部分であり、１３は出力制御信
号で動作する出力の切替スイツチ、１２は基準電
圧発生器である。また１４は高周波増幅器、１７
はオペアンプから成る直流増幅器であり、可変減
衰器１６、直流増幅器１７、切替スイツチ１８に
より可変手段を構成している。

次に、第３図の回路動作について説明する。送
信周波数_Tは送信機の前段部１から励振部２に入
り、増幅出力をPA部３に加える。その送信出力
はPA部３、方向性結合器４、アイソレータ５、
BPF６を経てアンテナ７へ出力される。方向性
結合器４では送信周波数_Tの進行波成分を検出端
子４ａから取出し、その進行波成分を高周波増幅
器１４で増幅した後検波器１５で検波し、可変減
衰器１６、直流増幅器１７、電圧比較器１１を介
して供給電力制御部１０に負帰還し、送信出力を
所定の値に制御している。この様に方向性結合器
４の進行波成分の検出端子４ａから、微小電力を
取出し、検波器１５の直線検波領域まで増幅した
後検波するので、検波電圧E_dは送信出力P_Tの平
方根に比例する形となるが、それでも送信出力を
30dBも低下させた場合には最高出力と最低出力
の検波電圧の比は30倍にもなり、これが送信出力
制御の誤差の原因となる。

第３図の実施例では、高周波増幅器１４の飽和
出力特性を利用して高い送信出力において指数直
線に似た出力になるのを利用している。この検波
電圧E_dは直流電圧の可変減衰器１６（電圧分圧
器）を介して直流増幅器１７で電圧増幅されて電
圧比較器１１の入力の一端に加えられ、他端に入
力される基準電圧発生器１２の基準電圧E_sと比較
され、その出力は励振部２およびPA部３の出力
調整のための供給電力制御部１０に加えられる。
供給電力制御部１０は基準電圧E_Sと直流増幅器１
７の出力電圧E_Aとを比較し、出力電圧E_Aが基準
電圧E_Sに近付くように供給電力制御部１０の出力
を変化させる。いま、基準電圧E_Sに対してE_S＜
E_Aの場合は供給電力制御部１０の制御電圧E_Cを
低レベルに、E_S＞E_Aの場合は、制御電圧E_Cを高
レベルとするように切替スイツチ１３，１８を作
動させ、基準電圧E_Sに従つて送信出力P_Tを変化
させる。

基準電圧E_Sの発生方法には２つの方法が実施さ
れており、第１の方法は移動局側の受信レベルに
より、自局の送信出力を制御する方法である。勿
論、制御に当つて基地局の実効送信出力P_bと移
動局の実効送信出力P_nの差：D_P＝10log（P_b／P_n）
と移動局の受信電力P_rおよび基地局の許容受信電
力P_RO等を用いて補正し、P_r＝P_R−D_Pとして制限
する方法である。第２の方法は基地局の受信レベ
ルが許容受信レベルP_Rに達したとき、又はその
少し前に移動局に制御信号を送出して移動局の送
信出力を低下させる方法である。

次に送信出力の変化のやり方であるが、第１の
方法は多段に低下または増加させ、これを通話終
了まで基地局の指示を維持することである。第２
の方法は或る制御信号を受けて送信出力を低下さ
せた場合に、一定時間経過後は自動的に１段又は
数段前の制限状態に戻したり、或いは制限を解除
する方法である。第３の方法は或る制御信号を受
けて送信出力を制限しているとき、移動局の受信
レベルが大きく変動した場合には自動的に出力制
限を解除するか、或いは数段前の制限状態に戻す
方法である。

この送信機の出力制御は10dBステツプのよう
に大きくしてもよく、また、数dBステツプで行
なつてもよい。これをデイジタルの制御信号で制
御する場合には、２，４，８，16段により30dB
程度の制御を行なわせる。例えば、２段の場合は
15dBと0dBの切替、４段では8dBステツプ、８段
では4dB、16段では2dBステツプとすればよい。
一般には４〜８段階の制御を行なうことが適当の
ようである。以下では８段階の制御を行なうとき
の具体的な回路構成例について説明する。

第４図は方向性結合器４から取出した進行波成
分P_dを高周波増幅器１４で増幅し、これを検波
器１５で整流し、可変減衰器（分圧器）１６で適
値に分圧して直流増幅器１７で増幅した出力電圧
E_aをａ曲線で示している。次に、方向性結合器
４の出力を可変減衰することなく高周波増幅およ
び検波し、その検波出力を直流増幅した出力電圧
E_bをｂ曲線で表している。これにより送信出力
の相対値dBにて０〜−16dBの範囲ではａ曲線
を、−16dB以下ではｂ曲線を制御に使用する。さ
らに広い制御範囲を必要とする場合には可変減衰
器をさらに多段に設けるようにしてもよい。なお
曲線ａ，ｂ共に増幅によりダイオードの直線領域
が多く含まれ制御範囲が広くなつている。

第５図は第３図のブロツク図を実現するための
一実施例である。図において１〜１９は第３図の
同番号の機能に対応するものである。５０１，５
０２，５０３は電源端子８を詳細に示したもので
あり、５０１はアース端子、５０２は電池に直結
される電源電圧E_Bを供給する大電力の供給端子、
５０３は定電圧V_DDの供給端子である。５０４お
よび５０５は送信機の電源ON／OFF制御端子で
あり、５０４は送信開始信号端子、５０５は送信
準備端子として移動機の制御部（こゝには表示さ
れていない）に接続されている。５０６，５０
７，５０８は基地局からの制御信号の入力端子で
あり、第３図の出力制御端子９に相当する。各端
子には１又は０電位が供給され、並列信号により
2³＝８の異なる送信状態を表示する。この信号に
より切替スイツチ１３の集積回路（IC）１３０
から電圧比較器１１のトランジスタ１１１のベー
スに所定の電圧が供給される。送信電源スイツチ
１９において、１９１，１９２はスイツチトラン
ジスタ、１９３，１９４，１９５，１９６は抵抗
器、１９７，１９８，１９９はバイパスコンデン
サである。次に切替スイツチ１３のIC１３０の
端子Ａ，Ｂ，Ｃは出力制御信号の入力端子で、出
力制御端子９の入力端子５０６，５０７，５０８
が000の場合は出力端子X₀に、また111の場合は
X₇端子に、それぞれ入力データにより８通りに
定電圧V_DDを切替えて出力する。こゝで１３１，
１３２，１３３，１３４，１３５，１３６，１３
７は抵抗、１３８，１３９はバイパスコンデンサ
である。また基準電圧発生器１２で５０９〜５１
６はそれぞれIC１３０の端子X₀〜X₇に接続され
た直列抵抗、５１７〜５２０は可変抵抗、５２１
は終端抵抗であり、端子X₀〜X₃からの定電圧V_DD
は第４図のａ曲線によつて与えられた基準電圧E_S
を電圧比較器１１のトランジスタ１１１のベース
に加える。また、X₄〜X₇のV_DDは第４図のｂ曲線
によつて与えられる基準電圧を同じく電圧比較器
１１へ加えてレベル比較を行なわせる。電圧比較
器１１はトランジスタ１１１および１１２、エミ
ツタ抵抗１１３およびバイパスコンデンサ１１４
から構成され、供給電力制御部１０へ制御電圧を
供給する。供給電力制御部１０は電力トランジス
タ１００およびバイパスコンデンサ１０１から構
成されており、電圧比較器１１の比較結果により
制御電圧E_Cの励振部２およびPA部３に供給す
る。PA部３の出力は高周波増幅器１４、検波部
１５、可変減衰器１６および直流増幅器１７を経
て増幅されて、電圧比較器１１のトランジスタ１
１２のベース側に負帰還され、基準電圧により指
定された値に設定される。励振部２において、２
０１および２１３は結合コンデンサ、２０２は同
調コンデンサ、２０３および２１０は同調インダ
クタンス、２０４は励振段のトランジスタ、２０
５はチヨークコイル、２０６，２０７，２１１は
抵抗、２０８，２０９，２１２はバイパスコンデ
ンサであり、送信機の前段部１の出力を結合コン
デンサ２０１から受け、トランジスタ２０４で増
幅してPA部３へ出力する。ここで３１は電力増
幅IC、３２はバイパスコンデンサである。この
時、トランジスタ２０４のコレクタ電圧は供給電
力制御部１０の制御電圧E_Cによつて変化し、PA
部３への出力を変化させ、結果的にPA部３の出
力も変化させている。次に、データの入力端子５
０８にデータ入力があるとき、切替スイツチ用
IC１３０の出力端子X₄〜X₇に定電圧V_DDが現わ
れるが、入力端子５０８のデータは切替スイツチ
１８のオペアンプ１８０の入力端子の一方に入力
して出力を０とし、可変減衰器１６のトランジス
タ１８６をOFFとする。このため可変減衰器１
６の並列抵抗１８７が開放され、検波器１５から
の検波電圧E_dが低い分圧比となつて直流増幅IC
１７０へ加えられ、第４図のｂ曲線に沿つて出力
を電圧比較器１１のトランジスタ１１２のベース
へ供給する。１８１はバイパスコンデンサ、１８
２，１８３，１８４，１８７は抵抗である。ま
た、１７１，１７２，１７３，１７６，１７９は
抵抗、１７４，１７８はバイパスコンデンサ、１
７７は動作点を変える可変抵抗、１７５は温度補
償用のサーミスタである。高周波増幅器１４で１
４０はトランジスタ、１４１および１４９は結合
コンデンサ、１４２，１４３，１４６，１４７は
抵抗、１４５はインダクタンス、１４４，１４８
はバイパスコンデンサである。検波器１５におい
て、１５１，１５２はダイオード、１５３は負荷
抵抗、１５４は高周波のバイパスコンデンサ、ま
た、端子５０３に接続された抵抗５２２はデカツ
プリング用抵抗である。

発明の効果本発明は前記のような構成であり、以下に示す
種々の効果が得られるものである。

(a) 送信機の最大出力に対して例えば30dB低い
進行波成分を方向性結合器から得ようとする場
合、従来は結合度を増加する必要があり、送信
出力を減少させていたが、本発明では方向性結
合器から微少電力を取出し、増幅によりダイオ
ードの直線検波領域で使用するので、誤差の少
ない制御が行なえる。

(b) 出力制御信号を利用して、検波電圧の増幅度
を変更して低出力まで安定に動作させることが
できる。

さらに、本願発明では、高周波増幅器の使用に
よつて反射波の影響を受けずに進行波成分のみを
正確に検出出来、これにより直流増幅器と組み合
せて小電力の制御が出来ると共に、前記直流増幅
器の増幅度を低下するように基準電圧と共に切替
えることによつて、大出力時の制御を行えるの
で、全体として極めて広いダイナミツクレンジを
カバー出来る利点を有する。

なお、上記発明では、制御電力の大小にかかわ
らずクローズドループが構成されるので、例えば
小電力と大電力で２個の増幅器をオープンループ
とクローズドルームで切替え制御する方式に比較
して、電力切替時の応答時が短かく、瞬時に対応
出来る特徴もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の送信出力の制御方法を採用した
制御器のブロツク図、第２図は同制御器の進行波
成分の検波出力特性を示す図、第３図は本発明の
一実施例における送信出力の制御方法を説明する
ためのブロツク図、第４図は同方法の検波出力特
性を示す図、第５図は第３図の構成の詳細回路図
である。１４……高周波増幅器、１５……検波器、１６
……可変減衰器、１７……直流増幅器、１８……
切替スイツチ、１１……電圧比較器、１２……基
準電圧発生器、１３……切替スイツチ。

Claims

【特許請求の範囲】

１基地局との間で無線通信を行う移動局の送信
出力を前記基地局からの送信制御信号を受信して
制御するのに際して、前記移動局の送信出力の一
部を疎結合の方向性結合器を介して取出し、それ
を高周波増幅し、得られた増幅信号を検波し、そ
の検波出力を可変直流電圧増幅手段を介して比較
器に入力し、別に設けた可変基準電圧発生器の出
力と比較すると共に、前記比較器の誤差信号に応
じて前記送信出力を制御するように構成し、前記
可変直流電圧増幅手段と可変基準電圧発生器の出
力とをそれぞれ送信制御信号に連動して変化さ
せ、高電力時には低出力時に比較して前記可変直
流電圧増幅手段の直流増幅度を低下させるように
制御することを特徴とする送信電力の制御方法。