JPH0438940A - 超音波診断装置の整相回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、複数の振動子素子が配列された超音波探触子
を用いる超音波診断装置において、上記各振動子素子か
らの反射エコー信号に対して連続的に変化しうる遅延時
間を与えることができる可変遅延回路を備え、効率的な
ダイナミックフォーカスを実現することができる整相回
路に関する。

〔従来の技術〕

超音波診断装置は、超音波探触子により被検体に超音波
を送受信し、体内からの反射波の信号に基づいて上記被
検体内部の情報を得るようになっている。いま、従来の
セクタ電子走査形の超音波診断装置を取り上げて説明す
ると、超音波ビームの指向特性を持たせる送受波回路は
、第７図に示すように、超音波探触子を構成する幅の狭
い短冊状に形成されたｎ個の振動子素子１，１．・・・
と。

これらの振動子素子１，１．・・・を駆動して超音波を
発生させる送波回路２，２．・・・と、上記振動子素子
１，１．・・・で受信した反射エコー信号に適宜の遅延
時間を与える遅延回路３と、この遅延回路３からの出力
信号を加算する受信回路４とを備えていた。

ここで、上記ｎ個配列された振動子素子１，１゜・・・
を駆動するタイミングを遅延させない場合の各々の振動
子素子１，１．・・・から放射される超音波波面は、そ
の正面方向で一致するため、超音波ビームは当該超音波
探触子の正面方向に伝播する。

これに対して、第７図に示すように、正面に対しθ方向
で超音波波面が一致するように上記ｎ個配列された振動
子素子１，１．・・・を駆動するタイミングをそれぞれ
順次遅延させると、各々の振動子素子１，１．・・・か
ら放射された超音波は合成され、超音波ビームはθ方向
に伝播することとなる。そして、このθ方向に超音波ビ
ームを偏向させるためのｉ番目の振動子素子１に与える
遅延時間で４は、各振動子素子１，１間の間隔をｄ、生
体内の音速をＣとすると、次式で表される。

（ｉ−１）ｄ−ｓｉｎθ τ４＝　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１）
に の遅延時間τえを第７図に示す遅延回路３で与え、超音
波パルスの繰り返しごとにそれらを順次変化させること
により、セクタ走査が可能となる。

このようなセクタ走査を電子制御により行うセクタ電子
走査においては、偏向角がθ方向で超音波探触子の前方
Ｆなる距離で超音波ビームを集束させるためには、その
集束点Ｆ（焦点距離）で超音波の波面がそれぞれ一致す
るように、各振動子素子１，１．・・・を駆動する遅延
時間τ４を制御すればよい。このときの各振動子素子１
，１．・・・の遅延時間τ４は、次式で与えられる。

一方、被検体内からの反射エコーを受信する場合は、第
７図に示す遅延回路３により、各振動子素子１，１．・
・・で受信した反射エコー信号に対し、送信時と同じ第
（２）式で与えられる遅延時間τ４を与えて加算するこ
とにより、超音波探触子の前方Ｆなる距離でθ方向から
の反射エコー信号のみが強め合って、所望の指向性が得
られる。このように、超音波探触子を構成する複数の振
動子素子１．１．・・・からの反射エコー信号に適宜遅
延を与え加算して超音波の受信の指向性を与える信号処
理回路は、一般に整相回路と呼ばれている。

このような整相回路において、被検体内部の深さの異な
る各部のいずれの場所においてｚｂ高い分解能の画像が
得られるようにするため、体内からの反射波の受信に際
し、受波の焦点を時間の経過と共に動的に変化させるダ
イナミックフォーカスが行われる。このとき、上記受波
の焦点合わせは、幅の狭い短冊状に形成された振動子素
子１，１゜・・・を複数個配列した超音波探触子、ある
いは同心円状に配置した複数のリング状振動子素子から
成る超音波探触子の上記それぞれの振動子素子からの受
波信号を、遅延線を用いた遅延回路３で適宜遅延して加
算することによって行われる。そして、受波の焦点位置
は上記の各々の遅延線の遅延時間により定まるので、ダ
イナミックフォーカスは、複数の受波信号に与えるべき
遅延時間を体内からの反射波の発生深度に応じて動的に
変更することによって実現される。

上記の遅延時間の変更は、従来は、遅延線に適切な間隔
でタップを設け、これらのタップを電子スイッチを用い
て選択切り換えて行われて）Ｎだ。

この場合、上記電子スイッチの切り換え時にノイズが発
生して、遅延線を介して受波信号に混入することがあり
、診断情報に誤った信号が出現することがあった。そこ
で、このような現象を改善するために、上記電子スイッ
チとしてノイズの発生の少ないスイッチを用いればよい
が、このような電子スイッチは高価であるので遅延線の
それぞれのタップ毎に多数設けると価格が上昇して経済
的でないという欠点があった。

また、上記遅延回路３に用いる遅延線は、通常。

コンデンサとインダクタとを適切に組み合わせ、多数段
従属接続して成る集中定数形遅延線が用いられる。この
ような集中定数形遅延線は、電子セクタ走査を行うとき
のように所要の遅延時間が長い場合、あるいは解像力を
増すため超音波の周波数が高い場合は、必要な段数が増
加して大形となると共に、コスト高となるものであった
。

以上のような問題点に対処して、従来、実公平１−２７
７６９号公報に記載されているような二つの方式の整相
回路が提案されている。第一の方式は、第８図に示すよ
うに、位相シフタを用いてダイナミック集束を実現しよ
うとするものである。

すなわち、位相シフタ５１，５□と、粗い間隔で複数の
タップが設定された遅延線６□、６□との組み合わせに
より、集束を行うのに必要な位相コヒーレンスを達成し
ようとするものである。ここで。

各位相シフタ５□、５２は、それぞれ超音波探触子の配
列振動子素子１１，１□と各遅延線６□、６□との間に
接続されており、上記遅延線６エ、６□の各タップは、
パルス重複を考慮して配置されていた。

従って、まれな場合を除き、上記各遅延線６１゜６□か
らの信号の加算ポイントＳにおいて、搬送波サイクルの
適切な位相コヒーレンスを得ることは不可能であった。

例えば、理想的な遅延時間を有するパルスが波形工□で
示されており、且つ一方の遅延線６□のタップ切換スイ
ッチＳ工が他方の遅延線６２のタップ切換スイッチＳ２
より小さい遅延時間で設定されているならば、上記加算
ポイントＳに到達する信号ω１及びω２は、第８図に示
したとおりの位相関係を有する。しかし、上記両信号ω
１．ω２間に十分な重複部分（パルス重複部分ともいう
）Ｏが存在し、且つ搬送波の位相が位相シフタ５．．５
．によって適当に調節されているならば、その重複部分
Ｏにおける搬送波のサイクルは、有効な信号として加算
されることとなる。

第二の方式は、第９図に示すように、ヘテロダイン方式
によりダイナミック集束を実現しようとするものである
。ここで、各振動子素子１．，１□は、それぞれミキサ
ー７□、７□の一方の入力端子に接続され、発振器８１
．８２は、それぞれミキサー７□、７□の他方の入力端
子に接続されている。

そして、一方のミキサー７□の出力端子は、タップ切換
スイッチＳ　、　ｔ　を介して主遅延線９の−の入力タ
ップに接続され、他方のミキサー７□の出力端子は、タ
ップ切換スイッチ８２′　を介して主遅延線９の他の入
力タップに接続されている。なお、上記主遅延線９に設
定された複数のタップの間隔は、第８図に示した遅延線
６□、６２のタップ間隔と同様とされていた６従って、
理想的な遅延時間を与えることは一般的に不可能であっ
た。ところが、理想的な遅延を有する中間周波信号■２
が主遅延線９の加算ポイントＳ′に到達するならば、各
ミキサー７□、７□から送出された中間周波信号は、上
記加算ポイントＳ′に異なった時刻に到達する（第９図
において波形ω１′及びω２′として示している）。こ
のようなヘテロダイン方式の整相回路によれば、信号の
重複部分（パルス重複部分）０における中間周波信号の
位相コヒーレンスは、発振器８．．８．の出力信号（参
照信号）の位相を調節することにより、確実に得ること
ができる。すなわち、上記発振器８□及び８□の出力信
号の位相を制御して整相回路の集束作用を発揮せしめ、
超音波ビームの集束点を時間とともに変えるダイナミッ
クフォーカスが可能となることがわかる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、このような従来の整相回路においては、超音波
信号の周波数を低くすることによって遅延線の遅延時間
の要求精度は大幅に緩和することができるが、特に第９
図に示すヘテロダイン方式の整相回路において、各発振
器８１，８□から出力される参照信号に要求される位相
精度の方は緩和されず、高い精度で制御する必要がある
ものであった。このことは、下記の第１表に示す仕様の
装置モデルによる計算機シミュレーションにより検討し
た結果から確認されている。

第　　１　　表 そして、第１０図は、上記第１表に示した仕様の装置モ
デルにおける発振器（第９図の符号８□。

８□参照）からの参照信号の位相（遅延時間に換算しで
ある）の量子化単位の大きさ及び遅延線の遅延時間の量
子化単位の大きさと１発生する信号及びノイズの相対値
を表すＳ／Ｎ比との関係を示すグラフである。第１０図
において１曲線１０ａは、遅延線の量子化単位Ｉｏｎｓ
に対応する参照信号の位相の量子化単位の大きさを表し
ており、曲線１０ｂは、参照信号の位相の量子化単位１
０ｎｓに対応する遅延時間の量子化単位の大きさを表し
ている。第１０図のグラフから明らかなように、Ｓ／Ｎ
比は、曲線１０ａで示される参照信号の位相の量子化単
位の大きさに依存することが大であり、曲線１０ｂで示
される遅延時間の量子化単位の大きさに比べ約５倍以上
の高精度が要求されることがわかる。

また、第９図に示すヘテロダイン方式の整相回路で、発
振器８１．８．からの参照信号の位相を制御してダイナ
ミック集束を実現するためには、超音波探触子の振動子
素子１，１．・・・の数に相当するチャンネル数の参照
信号の位相を正確に動的に変化させる制御回路が必要と
なるものであった。

従って、整相回路全体としての回路規模が大形化すると
共に、コスト高となるものであった。

さらに、前述の第９図の説明かられかるように、発振器
８□、８２からの参照信号の位相は、１８０゜以内の変
化が意味があるため、上記参照信号の位相制御のみでは
遅延時間の変化できる範囲に限界が生ずるものであった
。従って、振動子素子１゜１、・・・の数で決まる超音
波探触子の口径と焦点により与えられる必要な遅延時間
が大きいと、大口径の超音波探触子では、ダイナミック
フォーカスを行うのが困難となるものであった。すなわ
ち、参照信号の位相を制御してダイナミックフォーカス
が実現できる範囲に限界が存在するものであった。

そこで、本発明は、このような問題点を解決することが
できる超音波診断装置の整相回路を提供することを目的
とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明による超音波診断装
置の整相回路は、複数の振動子素子が配列された超音波
探触子の上記各振動子素子からの反射エコー信号を取り
込むと共に発振器からの参照信号を取り込んで周波数変
換する複数のミキサー手段と、個々のミキサー手段で周
波数変換された信号を入力して連続的に変化しうる遅延
時間を与える複数の可変遅延回路と、これらの可変遅延
回路で位相が揃えられた信号を遅延加算する手段とを備
えて成るものである。

また、上記可変遅延回路は、インダクタと、逆電圧の大
きさにより静電容量が変化する可変容量ダイオードとを
用い、この可変容量ダイオードの逆電圧の変化により遅
延時間が変化する可変遅延線を備えたものである。

さらに、上記可変遅延回路は、インダクタと、逆電圧の
大きさにより静電容量が変化する可変容量ダイオードと
を用い、この可変容量ダイオードの逆電圧の変化により
遅延時間が変化する可変遅延線を構成すると共に、この
可変遅延線の信号源抵抗及び終端抵抗として、利得が電
気信号で制御できる増幅器に一定抵抗で帰還を施して回
路の抵抗値を可変とする可変抵抗回路を用い、上記可変
遅延線の遅延時間の変化に伴って可変抵抗回路の抵抗値
を変えるようにしてもよい。

また、上記複数のミキサー手段を数個ずつ束ねて複数組
に区分し、これら各組のミキサー手段で周波数変換され
た信号を各組ごとに対応して接続された可変遅延回路へ
入力させるようにしてもよい。

〔作　用〕

このように構成された超音波診断装置の整相回路は、複
数のミキサー手段により超音波探触子の複数の配列振動
子素子からの反射エコー信号を取り込むと共に発振器か
らの参照信号を取り込んで周波数変換し、複数の可変遅
延回路により上記個々のミキサー手段で周波数変換され
た信号を入力して連続的に変化しうる遅延時間を与え、
信号加算手段により上記各可変遅延回路で位相が揃えら
れた信号を加算するように動作する。これにより。

効率的なダイナミックフォーカスを実現することができ
る。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて詳細に説明
する。

第１図は本発明による超音波診断装置の整相回路の実施
例を示すブロック図である。この整相回路１１は、超音
波探触子を構成する複数の振動子素子からの反射エコー
信号に適宜遅延を与え加算して超音波の受信の指向性を
与えるもので、第１図に示すように、複数のミキサー７
１〜７ｎと、複数の可変遅延回路１２１〜１２ｎと、信
号遅延加算手段１３とを備えて成る。

上記ミキサー７１〜７ｎは、例えば幅の狭い短冊状に形
成された複数の振動子素子１１〜１ｎが配列された超音
波探触子１６の上記各振動子素子１□〜１ｎからの反射
エコー信号を取り込むと共に、該ミキサー７１〜７ｎの
他の入力端子にそれぞれ接続された発振器８□〜８ｎか
らの参照信号を取り込んで周波数変換するもので、上記
各振動子素子１１〜１ｎに対応してそれぞれ接続されて
いる。

また、可変遅延回［１２□〜１２ｎは、上記個々のミキ
サー７□〜７ｎで周波数変換された信号を入力して連続
的に変化しうる遅延時間を与えるもので、それぞれのミ
キサー７□〜７ｎの出力側に接続されている。そして、
上記各可変遅延回路１２□〜１２ｎの内部構成は、第２
図に示す回路図のようになっている。この可変遅延回路
１２１〜１２′ｎは、従来の遅延線を用いたものと異な
り、その制御端子に印加される電気信号により遅延時間
が連続的に変化するもので、その構成を考えるに至った
思考過程を第３図（ａ）及び（ｂ）を参照しながら説明
する。

まず、第３図に従来の整相回路に用いられている集中定
数形遅延線の単位部分の回路構成を示す。

この単位部分は、第３図（ａ）または（ｂ）に示すよう
にＴ形の対称回路とされており、同図（ａ）の回路はイ
ンダクタＬ／２．Ｌ／２とキャパシタＣとを有して成り
、定に形低域フィルタと呼ばれるものであり、同図（ｂ
）の回路は上記（ａ）に示した二つのインダクタＬ／２
が電磁結合しているためその結果得られる等価回路であ
り、誘導ｍ形低域フィルタと呼ばれるものである。そし
て、上記の単位部分を多数従属接続することにより集中
定数形遅延線が構成される。このような構成の集中定数
形遅延線を用いると、必要な遅延時間を分布定数形遅延
線よりも小さい信号減衰で、しかも小形化して得ること
ができる。

ここで、第３図（ａ）の定に形低域フィルタにおいて、
フィルタの両端は特性インピーダンスＲ０＝Ｖゴ７７で
−で終端されているものと仮定する。いま、入力として
理想的なステップ電圧を加えると。

出力電圧の遅延時間ｔ、及び立ち上がり時間ｔ１は、ｔ
、　＝　１．０７１−で　　　　　　　　　　・・・（
３）ｔ□＝　１．１３　ｆｆで−　　　　　　　　　・
・・（４）となる、この単位部分がｎ個従属接続されて
いる場合の全体の遅延時間ｔｄ及び立ち上がり時間ｔ？
は、 ｊ４　”　ｎ　”　ｔ３　　　　　　　　　　　　　　
　・・・（５）１、　＝　１．・”（ＦＶ　　　　　　
　　　　　　・・・（６）となる、よって、上記ｔｄ及
びｔ、が与えられたとき、必要な区間の数ｎ及びインダ
クタし並びにキャパシタＣは、次式で与えられる。

１．０７ｎ ｔ、Ｉ Ｃ＝　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・
・（９）１．０７ｎＲ，。

また、単位部分として第３図（ｂ）に示す誘導ｍ形像域
フィルタを用いると、遅延時間ｔｄと立ち上がり時間ｔ
、との比が同じ場合は、同図（ａ）に示す定に形低域フ
ィルタを用いるのと比べて従属接続する区間数ｎが約り
６％少なくてよい。このとき、同図（ｂ）において例え
ばｍ＝１．２７とすると。

伝達信号の波形のオーバシュート及び１１／１５に関し
ては同図（ａ）に示す定に形低域フィルタを用いるより
も優れている。

以上述べたように、インダクタＬとキャパシタＣとから
成る集中定数形遅延線の遅延時間ｔ、１は、第（５）式
により与えられることがわかる。そして、第３図（ａ）
または（ｂ）のいずれの形のフィルタを用いても、その
キャパシタＣの容量を変えることにより、集中定数形遅
延線の遅延時間を可変とすることができる。

そこで、本発明においては、第３図（ａ）または（ｂ）
に示す単位部分を多数従属接続して成る集中定数形遅延
線におけるキャパシタＣを、逆電圧の大きさにより静電
容量が変化する可変容量ダイオードで構成することによ
り、第２図に示す本発明に用いる可変遅延回路１２が実
現される。すなわち、この可変遅延回路１２は、第２図
に示すように、インダクタＬと、逆電圧の大きさにより
静電容量が変化する可変容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’と
を用い、この可変容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’の逆電圧
の変化により遅延時間が変化する可変遅延線１７を構成
すると共に、この可変遅延線１７の信号源抵抗及び終端
抵抗として、利得が電気信号で制御できる増幅器に一定
抵抗で帰還を施して回路の抵抗値を可変とする可変抵抗
回路１８ａ。

１８ｂを用いて構成されている。

上記可変遅延線１７は、インダクタ１１．Ｌと、複数個
の可変容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’　を−組としたもの
とをＴ形の対称回路に接続して成る単位部分を、多数従
属接続して構成されている。そして、一方の可変容量ダ
イオードＶＣの陰極と、他方の可変容量ダイオード■Ｃ
′の陰極とが共通接続されると共に、上記一方の可変容
量ダイオードＶＣの陽極はそのまま接地され、他方の可
変容量ダイオードｖＣ′の陽極はインダクタＬ及び抵抗
Ｒを介して接地されている。このため、上記の各可変容
量ダイオードＶＣとｖＣ′には、同じ直流電位が印加さ
れることとなる。また、上記二個の可変容量ダイオード
ｖｃ、ｖｃ’の陰極同士を共通接続した箇所には、制御
部１９からそれぞれ抵抗ｒを介して逆電圧Ｅｃｍが印加
され、この逆電圧Ｅｃ工によって静電容量を変えて遅延
時間が制御される。なお、上記の抵抗ｒは、各組の可変
容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’に制御信号線２０を介して
信号を印加し、それぞれの可変容量ダイオードｖｃ、ｖ
ｃ’の組相互間で干渉するのを防止するために設けたも
のである。

なお、第２図において、符号Ｒは可変遅菫線１７の入力
端ａまたは出力端すをそれぞれ接地するための抵抗を示
しており、上記可変遅延線１７の信号源抵抗または終端
抵抗の一部となるもので、この抵抗Ｒの接地により各組
の可変容量ダイオードｖｃ、ｖｃ’　の陽極の直流電位
は接地レベルと同じにされている。また、符号Ｃは直流
阻止用のカップリングコンデンサである。

ここで、上記可変遅延線１７は、各組の可変容量ダイオ
ードｖｃ、ｖｃ’の逆電圧の大きさによりその静電容量
を変化させると、遅延時間と共に特性インピーダンスも
変化する。このことから、信号の入出力端ａ、ｂでイン
ピーダンスの不整合による信号波形の変形や伝送効率の
変動が生じないように、信号源抵抗と終端抵抗は、遅延
時間の制御に対応して常に上記可変遅延線１７と整合す
るように変化させる必要がある。そのため、上記信号源
抵抗と終端抵抗の部分には、電気信号により抵抗値が変
化する可変抵抗回路１８ａ、１８ｂがそれぞれ設けであ
る。この可変抵抗回路１８ａ。

１８ｂは、第４図に示すように、可変利得増幅器２１の
利得Ｇをその制御電圧ＥＣ２により変えて、その入力抵
抗を連続的に変化させることができるものである。

以下に、この可変抵抗回路１８ａ、１８ｂの動作を第４
図を参照して説明する。第４図の回路は、電圧利得Ｇが
制御電圧Ｅｃ、で制御できる可変利得増幅器２１に一定
抵抗Ｒｆで帰還を施してその回路の抵抗値を可変とした
ものである。上記のような可変利得増幅器２１は、よく
用いられているギルバードセルなどにより実現でき、制
御電圧Ｅｃ。

と電圧利得Ｇは一定の関係にあり、周囲温度の変化によ
る利得Ｇの変動が小さく実用的である。ここで、上記可
変利得増幅器２１の入力端２２から見たインピーダンス
を求める。このとき、可変利得増幅器２１の入力インピ
ーダンスは無限大で、出力インピーダンスは零とし、入
力端２２における入力電圧をＥｉｎ、電流をｉ、出力端
２３における出力電圧をＥ　ｏｕｔとすると、次式が成
り立つ。

Ｅｉｎ　−Ｒｆ−ｉ　−Ｅｏｕｔ　＝　Ｏ−（１０）Ｅ
ｏＬ１ｔ＝−〇−ＥｉｒＩ・・・（１１）この第（１０
）式と第（１１）式からＥ　ｏｕｔを消去すると、Ｒｆ Ｅｉｎ　＝　　　　ｉ　　　　　　　　　　　−（１２
）１＋Ｇ となる。そして、この入力電圧Ｅｉｎの式を電流ｉで偏
微分すると、入力端２２から見たインピーダンスＺｉｎ
は次式のようになる。

この第（１３）式において利得Ｇを変えると、入力端２
２からみたインピーダンスＺｉｎは変化することとなる
。すなわち、第４図に示す回路の入力端２２と対地間の
抵抗は、制御電圧Ｅｃ２により制御可能となる。例えば
、利得ＧをＯから４まで変化させると、入力端２２にお
けるインピーダンスＺｉｎは、Ｒｆから０．２Ｒｆまで
変化することとなる。これにより、第４図に示す回路は
可変抵抗回路となる。なお、以上の説明においては、負
帰還の場合について述べたが、正帰還を施した場合にお
いても可変抵抗回路となる。この場合は、利得Ｇは負の
値をとるものと考えればよい。

なお、第２図において、可変遅延線１７の入力端ａには
、電圧−電流変換器２４が設けられており、この電圧−
電流変換器２４を介して入力信号電圧が定電流信号に変
換され、この定電流信号で上記可変遅延線１７を駆動す
るようになっている。

また、可変遅延線１７の出力端すには、掛算器２５が設
けられている。この掛算器２５は、上記可変遅延線１７
の特性インピーダンスＲ０が変ると、該可変遅延線１７
の出力端すに現われる信号電圧はｉＲｏとなり、Ｒｏの
大きさにより変化するため、これを補正するものである
。そして、この掛算器２５の倍率は、制御部１９から送
出される制御電圧Ｅｃ、で制御されるようになっている
。

第５図は本発明に用いる可変遅延回路１２の他の構成例
を示す回路図である。この例は、上述の可変遅延線１７
の信号源抵抗の部分を、高周波変圧器２６と前述の可変
抵抗回路１８ａとを組み合わせて定電圧信号源とし、こ
の定電圧信号源により上記可変遅延線１７を駆動するよ
うにしたものである。このとき、高周波変圧器２６の二
次巻線の一端は可変抵抗回路１８ａに接続され、他端は
可変遅延線１７の入力端ａ側に接続されているため、そ
の可変遅延線１７は、上記可変抵抗回路１８ａで信号源
抵抗が制御される定電圧信号源により駆動されることと
なる。これは、第２図に示すように、電圧−電流変換器
２４を用いた定電流信号源で可変遅延、１！１７を駆動
した場合は、その特性インピーダンスＲ，，が遅延時間
の変化に伴って変るため、上記可変遅延線１７の出力端
すに現われる信号電圧の大きさが変動することとなるの
で、その信号電圧の大きさが変化しないようにするため
である。この例の場合は、第２図における可変遅延線１
７の出力端すに設けた掛算器２５を不要とすることがで
きる。

さらに、第１図において、信号遅延加算手段１３は、第
２図または第５図に示すように構成された各可変遅延回
路１２□〜１２ｎで位相が揃えられた信号を遅延加算す
るもので、上記各可変遅延回路１２□〜１２ｎの出力側
に接続されたクロスポイントスイッチ１４と、このクロ
スポイントスイッチ１４の出力側に接続され適切な間隔
でタップが設けられたタップ付固定遅延線１５とから成
る。そして、上記クロスポイントスイッチ１４によりタ
ップ付固定遅延線１５の適宜のタップを選択することに
よって、加算ポイントＳ′に加算信号が出力されるよう
になっている。このとき、上記タップ付固定遅延線１５
のタップ間隔が粗くても、各可変遅延回路１２□〜１２
ｎの遅延時間を連続的に変化させることにより、超音波
ビームの集束を行うのに必要な適切な遅延時間を、前記
超音波探触子１６の各振動子素子１１〜１ｎからの反射
エコー信号に加算することができる。そして。

超音波ビームの集束点を時間と共に連続的に移動させる
ためには、上記可変遅延回路１２□〜１２ｎの遅延時間
τ４を、前述の第（２）式に従って適切な速さで変化さ
せればよい。

この場合、各可変遅延回路１２□〜１２ｎにおいて遅延
時間を連続的に変化させることができるので、各ミキサ
ー７１〜７ｎに印加する発振器８□〜８ｎからの参照信
号の位相を制御する必要はない。従って、そのための位
相制御回路は不要とすることができる。また、第１図に
示す各ミキサー７□〜７ｎの出力信号は、それぞれの発
振器８１〜８ｎからの参照信号を取り込んで周波数変換
してその周波数が低くされているので、各可変遅延回路
１２□〜１２ｎの信号周波数は、第７図に示す従来の整
相回路に用いられた遅延回路３における信号周波数より
も低くなる。このことは、前述の第（７）式により、集
中定数形遅延線において必要な区間数ｎが少なくてよい
ことを示している。これらのことから１本発明による整
相回路１１は、その回路規模を小形化できると共に、コ
スト低下を図ることができる。

第６図は本発明の整相回路の第二の実施例を示すブロッ
ク図である。この実施例は、超音波探触子１６の複数の
振動子素子１□〜１ｎに対応して例えばｎ個設けられた
ミキサー７□〜７ｎを数個ずつ、例えば２個ずつ束ねて
複数組に区分し、これら各組のミキサー７□〜７ｎで周
波数変換された信号を、各組ごとに対応して接続された
例えばｍ個（ｍ＝ｎ／２）の可変遅延回路（１２□〜１
２ｍ）へ入力させるようにしたものである。第６図にお
いては、２個ずつの各組のミキサー７からの信号は、各
組ごとに対応して設けられたクロスポイントスイッチ２
７□〜２７ｍを介して、第２図または第５図に示すよう
に構成された可変遅延回路１２の中の可変遅延線１７．
〜１７ｍの任意のタップＴユ〜Ｔｎに印加され、それぞ
れ適切な遅延時間が与えられて加算されるようになって
いる。そして、上記各組の可変遅延線１７．〜１７ｍか
らの出力信号は、その後段に設けられた信号遅延加算手
段１３のクロスポイントスイッチ１４に入力し、このク
ロスポイントスイッチ１４によりタップ付固定遅延線１
５の適宜のタップを選択することによって、加算ポイン
トＳ′に加算信号が出力される。このとき、上記タップ
付固定遅延線１５のタップ間隔が粗くても、各可変遅延
線１７□〜１７ｍの遅延時間を連続的に変化させること
により、超音波ビームの集束を行うのに必要な適切な遅
延時間に補正することができる。

この実施例は、超音波探触子１６の振動子素子１１〜１
ｎの数が多い場合に有利であり、可変遅延線１７１〜１
７ｍの数を上記振動子素子１１〜１ｎの数より少なくす
ることができる。また、アレー形の超音波探触子１６の
チャンネル数が多く大口径の探触子であって、一つの可
変遅延線１７に印加するチャンネル数が多い場合は、ダ
イナミックフォーカスを実現するために各チャンネルの
信号に与えるべき遅延時間は独立して制御できることが
望ましいが、上記各可変遅延線１７□〜１７ｍの入力信
号に対し、ミキサー７□〜７ｎに印加する各発振器８□
〜８ｎからの参照信号の位相を各チャンネル毎に独立し
て微小量制御できるようにすれば、該可変遅延線１７Ｌ
〜１７ｍによる遅延時間の連続的な制御と併用して、最
良の位相コヒーレンスを得ることができる。ここで、ミ
キサー７□〜７ｎの出力信号の周波数は、各振動子素子
１□〜１ｎからの信号の周波数より低くなっているため
、各発振器８□〜８ｎからの参照信号の位相制御を各チ
ャンネル毎に実施しなくてもＳ／Ｎ比の劣化は少ない。

そして、このような手法は、各可変遅延線１７１〜１７
ｍの各々の入力信号のチャンネル数があまり多くない適
切な数である場合に有効であり、必要とする可変遅延線
１７□〜１７ｍの数を少なくすることができる。従って
。

この実施例による整相回路１１′は、その回路規模を小
形化できると共に、コスト低下を図ることができる。

なお、第６図においては、各組に区分されたミキサー７
１〜７ｎからの信号を、それぞれクロスポイントスイッ
チ２７１〜２７ｍと可変遅延線１７□〜１７ｍとを組み
合わせたものに入力させるものとして示したが、本発明
はこれに限らず、第２図または第５図に示すように構成
された可変遅延回路１２へ入力させるようにしてもよい
。

〔発明の効果〕

本発明は以上のように構成されたので、複数のミキサー
手段（７□〜７ｎ）により超音波探触子１６の複数の配
列振動子素子１□〜１ｎからの反射エコー信号を取り込
むと共に発振器８１〜８ｎからの参照信号を取り込んで
周波数変換し、複数の可変遅延回路１２１〜１２ｎによ
り上記値々のミキサー手段（７１〜７ｎ）で周波数変換
された信号を入力して連続的に変化しうる遅延時間を与
え、信号加算手段１３により上記各可変遅延回路１２〜
１２ｎで位相が揃えられた信号を加算して超音波の受信
の指向性を与えることができる。従って、大口径の超音
波探触子１６においても広範囲に焦点を移動できるダイ
ナミックフォーカスが効率的に実現できる。また、各ミ
キサー７□〜７ｎに印加する発振器８□〜８ｎからの参
照信号の位相を制御しなくてもよく、そのための位相制
御回路を不要とすることができるので、整相回路１１゜
１１′の回路規模を小形化できると共に、コスト低下を
図ることができる。

さらに、超音波探触子１６の複数の振動子素子１１〜１
ｎに対応して複数個設けられたミキサー手段（７□〜７
ｎ）を数個ずつ束ねて複数組に区分し、これら各組のミ
キサー手段（７□〜７ｎ）で周波数変換された信号を各
組ごとに対応して接続された可変遅延回路１２へ入力さ
せるようにしたものにおいては、振動子素子１□〜１ｎ
の数が多く大口径の超音波探触子１６において、可変遅
延回路１２の数を上記振動子素子１．〜１ｎの数より少
なくすることができる。従って１回路規模を小形化でき
ると共に、超音波信号の整相誤差の少ない高性能の整相
回路１１′を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による超音波診断装置の整相回路の実施
例を示すブロック図、第２図はその可変遅延回路の内部
構成を示す回路図、第３図（ａ）及び（ｂ）は上記の可
変遅延回路の構成を考えるに至った思考過程を説明する
ための回路図、第４図は可変抵抗回路の内部構成を示す
回路図、第５図は本発明に用いる可変遅延回路の他の構
成例を示す回路図、第６図は本発明の整相回路の第二の
実施例を示すブロック図、第７図は従来の超音波ビーム
の指向特性を持たせる送受波回路を示すブロック図、第
８図は位相シフタを用いてダイナミック集束を実現しよ
うとする従来の整相回路を示すブロック図、第９図はヘ
テロダイン方式によりダイナミック集束を実現しようと
する従来の整相回路を示すブロック図、第１０図はある
装置モデルにおける発振器からの参照信号の位相の量子
化単位の大きさ及び遅延線の遅延時間の量子化単位の大
きさと、発生する信号及びノイズの相対値を表すＳ／Ｎ
比との関係を示すグラフである。 １□〜１ｎ・・・振動子素子、７１〜７ｎ・・・ミキサ
ー、　８１〜８ｎ・・・発振器、　　１１．１１’・・
・整相回路、　１２．１２□〜１２ｎ・・・可変遅延回
路、１３・・・信号加算手段、　１６・・・超音波探触
子、１７．１７□〜１７ｍ・・・可変遅延線、１８ａ、
１８ｂ・・・可変抵抗回路、　１９・・・制御部、　２
１・・・可変利得増幅器、　２４・・・電圧−電流変換
器、２５・・・掛算器、　２６・・・高周波変圧器、　
Ｌ・・・インダクタ、　ｖｃ、ｖｃ’・・・可変容量ダ
イオード、Ｅ　ｃｌ−逆電圧、　ＥＣ２ｖ　Ｅ　Ｃ３＋
・・制御電圧、　Ｒｆ・・・一定抵抗。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数の振動子素子が配列された超音波探触子の上
   記各振動子素子からの反射エコー信号を取り込むと共に
   発振器からの参照信号を取り込んで周波数変換する複数
   のミキサー手段と、個々のミキサー手段で周波数変換さ
   れた信号を入力して連続的に変化しうる遅延時間を与え
   る複数の可変遅延回路と、これらの可変遅延回路で位相
   が揃えられた信号を遅延加算する手段とを備えて成るこ
   とを特徴とする超音波診断装置の整相回路。
2. （２）上記可変遅延回路は、インダクタと、逆電圧の大
   きさにより静電容量が変化する可変容量ダイオードとを
   用い、この可変容量ダイオードの逆電圧の変化により遅
   延時間が変化する可変遅延線を備えたものであることを
   特徴とする請求項１記載の超音波診断装置の整相回路。
3. （３）上記可変遅延回路は、インダクタと、逆電圧の大
   きさにより静電容量が変化する可変容量ダイオードとを
   用い、この可変容量ダイオードの逆電圧の変化により遅
   延時間が変化する可変遅延線を構成すると共に、この可
   変遅延線の信号源抵抗及び終端抵抗として、利得が電気
   信号で制御できる増幅器に一定抵抗で帰還を施して回路
   の抵抗値を可変とする可変抵抗回路を用い、上記可変遅
   延線の遅延時間の変化に伴って可変抵抗回路の抵抗値を
   変えるようにしたことを特徴とする請求項１記載の超音
   波診断装置の整相回路。
4. （４）上記複数のミキサー手段を数個ずつ束ねて複数組
   に区分し、これら各組のミキサー手段で周波数変換され
   た信号を各組ごとに対応して接続された可変遅延回路へ
   入力させるようにしたことを特徴とする請求項１、２ま
   たは３記載の超音波診断装置の整相回路。