JPH0431233B2

JPH0431233B2 -

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Publication number: JPH0431233B2
Application number: JP59071941A
Authority: JP
Priority date: 1983-04-13
Filing date: 1984-04-12
Publication date: 1992-05-25
Also published as: FR2544573A1; GB2138246A; US4568965A; JPS59200585A; FR2544573B1; GB2138246B; DE3413694A1

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、デイジタル信号の変換に関し、特に
異なるテレビジヨン標準方式の異なるサンプル周
波数間のサンプル周波数変換装置に関する。

〔発明の背景〕

第１のクロツク周波数で標本化されたテレビジ
ヨン信号から第２のクロツク周波数で標本化され
たテレビジヨン信号に変換するための、線形、２
乗および３乗の補間器は、ケー・エイチ・パワー
ズ（K.H.Powers）の名前で1981年２月２日に出
願された米国特許出願第230384号、1981年５月11
日に出願された米国特許出願第262619号、1982年
８月26日に出願された米国特許出願第411907号、
同第411905号、および同第411906号に開示されて
いる。これらの出願は、以下の説明においてパワ
ーズの出願として参照する。これらの出願におい
ては、信号源の２，３もしくは４個の連続するサ
ンプルを使う変換方法および対応する変換装置が
説明されている。また、これらの出願において
は、２つの信号のクロツク周波数の比、F₁／F₂
が分数Ｍ／2^rに等しい場合において、サンプル周
波数の変換を実行するための簡単化された装置が
開示されている。ここで、Ｍおよびｒは任意の整
数である。該装置は、乗算のアルゴリズムをシフ
ト・レジスタおよび加算器によつて論理的に実現
することができることによつて簡単化されたもの
である。これらの出願では、テレビジヨン信号に
ついて、比F₁／F₂の近似をＭ／2^rによつて行なう
ことが記載されている。ここで、Ｍおよびｒは比
較的小さな整数である。NTSC標準方式の副搬送
波周波数の４倍（すなわち、４×SC）で標本化
されたビデオ信号を、国際無線通信諮問委員会
（CCIR）が提案する13.5MHzの世界標準方式のデ
イジタル周波数で標本化された信号に変換する場
合、その比は、 F₁／F₂＝14.318／13.500＝910／858＝35／3317／16
(1) であり、同様に、PAL標準方式の信号を13.5MHz
の標準方式の信号に変換する場合、その比は、 F₁／F₂＝17.734／13.5001135／86421／16 (2) である。

(1)式および(2)式とも、近似された比は、所望の
形式Ｍ／2^rで表わされることが分る。ここで、Ｍ
は17（(1)式）もしくは21（(2)式）であり、ｒは４で
ある。

このように簡単化された近似によつて変換を行
なうと、小さな幾何学的な画像歪みが発生する。
先に示した例の場合、NTSC方式からの変換によ
つては0.18％の画像ストレツチが生じ、PAL方式
の信号からの変換によつては0.16％のスキユーと
0.09％のストレツチが生ずる。これらの歪みが、
カメラおよび受像管の調整の許容範囲内にある場
合はよい。また、同様な歪みを有する変換が続く
ような場合を除けば無視してよいかも知れない。

乗算器の数が少なくてすむような構成の装置を
提供すること、および画像の歪みを生ずることな
く簡単な構成を実現するための近似方法を使うこ
とが望ましい。

〔発明の概要〕

変換装置は、第１の周波数で標本化された信号
を第２の周波数で標本化された第２の信号に変換
する。本発明の原理によると、第２の信号の各サ
ンプルの値は、第１の信号の４つのサンプルから
補間される。第１の信号の第１，第２，第３およ
び第４の時間的に連続するサンプルは、第１の信
号源に結合された遅延手段を介して供給される。
該遅延手段に結合された加算手段は、第１および
第４のサンプルを加え合わせて第１の合計信号を
発生する。入力信号のサンプルの重み付けされた
値を発生するために３つの乗算手段が使われる。
遅延手段に結合される第１の乗算手段は、第２の
サンプルに蓄積係数を掛けて第１の積信号を発生
する。同様に、遅延手段に結合される第２の乗算
手段は、第３のサンプルに蓄積係数を掛けて第２
の積信号を発生する。加算手段に結合される第３
の乗算手段は、前記第１の合計信号に蓄積係数を
掛けて第３の積信号を発生する。第１，第２およ
び第３の乗算手段に結合される合成手段は、前記
第１，第２，および第３の積信号を合成し、補間
値を有する第２の信号のサンプルを発生する。

〔実施例の説明〕

既に述べたように、先のパワーズの出願におい
ては、第１のクロツク周波数（すなわち、F₁）
で標本化された第１のデイジタル・テレビジヨン
信号から第２のクロツク周波数（すなわち、F₂）
で標本化された第２の信号に、線形および２乗法
を使つて変換するための装置が開示されている。
先の(1)式で示されるように、NTSC方式から世界
中のデイジタル標準方式に変換するためのF₁と
F₂の比の分数35/33に約分される。本発明は、パ
ワーズの出願のサンプル周波数変換装置に対応す
る別の構成の装置を提供するものである。本発明
の構成によると、サンプル周波数の変換装置を実
現するために、乗算器が３個だけ必要である。こ
の簡単な実現方法は、画像の歪みの問題を生ずる
ことなく達成することができる。

クロツク周波数の比が次式(3)で表わされるもの
と仮定すると、 F₁／F₂＝35／33 (3) 第１の周波数（F₁）における35個のサンプル
から成る１つのブロツクは、第２の周波数（F₂）
における33個のサンプルから成る１つのブロツク
としての同一の時間間隔を占有する。サンプルが
比較的小さなブロツクに分割されるように、サン
プルの総数を選択することによつて、変換を実行
するために必要な信号の処理量は相当減少させる
ことができる。デイジタル信号源が、F₁なる周
波数で標本化されている場合、F₂なる周波数で
標本化される信号を発生するためには、そのブロ
ツクの両端のサンプル以外は第２の信号全てにつ
いて何らかの補間が必要となる。

第１図を参照すると、波形ｆ(t)は、一連のサン
プルf_o-1，f_o，f_o+1，f_o+2なる一連のサンプルを示
す。連続するサンプル値（すなわち、f_o+1および
f_o，f_oおよびf_o-1，f_o+2およびf_o+1の各々）を結ぶ
直線４１０，４１２，４１４は、アナログ波形ｆ
(t)の直線近似を表わし、g_n-1′，g_n′およびg_n+1′
の符号の付いた一連のサンプルは、13.5MHz
（F₂）のクロツク周波数で直線補間されたサンプ
ルを表わす。一般に、すぐ前のサンプルf_oおよび
次のサンプルf_o+1の間の区間に生ずるｍ番目の直
線補間された出力サンプルの値g_n′は次式で表わ
される。

g_n′＝f_o＋m′／33（f_o+1−f_o） (4) ここで、m′は０から32まで変化し、補間され
たサンプルg_n′のf_oおよびf_o+1間の区間における補
間されたサンプルg_n′の分数位置を表わす。(4)式
で定義される演算は、２つの加算および１つの乗
算から成る。

第２図を参照すると、２つの異なるサンプル周
波数F₁およびF₂で標本化されたサンプルの時間
軸上の位置を表わす一組の点が示されている。水
平軸は時間を表わす。ラインａの長さは35ユニツ
トの長さで、各マークは周波数F₁でのサンプル
時刻を表わす。０から３４までのサンプルは、テ
レビジヨンの伝送において順次発生する入力テレ
ビジヨン信号におけるデータの１ブロツクに対応
し、サンプル３５は次のブロツクの最初のサンプ
ルである。ラインｂのサンプルのブロツクは、異
なる周波数、すなわちF₂での出力信号のサンプ
ルを表わす。ラインｂは３４ユニツトの長さであ
る。最初の３３サンプルは、周波数F₂における
サンプルの１ブロツクを表わし、周波数F₁にお
けるサンプルの１ブロツクと時間軸上対応する。
ラインｂのサンプル３３は次のブロツクの最初の
サンプルであつて、ラインａのサンプル３５と時
間軸上対応する。ラインｂのクロツク系に従つて
信号を発生させるためには、何らかの補間が必要
なことが分る。例えば、第２図ａのサンプル０は
第２図ｂのサンプル０と一致し、ラインａのサン
プル０と１との間にラインｂのサンプルはない。
ラインｂのサンプル１はラインａのサンプル１と
２の間にある。また、ラインｂのサンプル２はラ
インａのサンプル２と３の間にあり、以下ライン
ｂのサンプル１７まで同様である。ラインｂのサ
ンプル１７はラインａのサンプル１８とほぼ一致
する。次いで、ラインｂのサンプル１８はライン
ａのサンプル１９と２０の間にある。また、ライ
ンｂのサンプル１９はサンプル２０と２１の間に
あり、以下ラインａのサンプル３３と３４の間に
あるラインｂのサンプル３２まで同様である。

(4)式の直線近似の手法による補間では、補間プ
ロセスにおいて相当の誤差が発生する。再び第１
図を参照すると、g_n′の値の誤差は、時間ｍにお
ける曲線波形ｆ(t)の値と直線４１０上のf_o+1およ
びf_o間の点g_n′の値との差に等しい。この誤差は、
補間結果が入力波形と同じレベル数に量子化され
る場合には特に小さいものとなる。この誤差は、
入力波形の最大のくぼみの点で最大となる傾向が
あり、第１図に示されるように、くぼみの内側方
向に向つての誤差である。このような誤差は、画
像の一様な（一定レベル）領域もしくは直線的に
変化する領域では生じず、勾配の変化する付近
（上方向のくぼみあるいは下方向のくぼみ）での
み発生する。従つて、補間による誤差は高精細も
しくは高速に変化するエツジ領域でのみ発生す
る。この誤差の実質的な影響は、くぼみを減少さ
せ、画像のエツジをやわらげることである。

元のサンプル値f_oが得られる波形ｆ(t)のくぼみ
から生ずる補間誤差は、２つのサンプル点の代り
に４つのサンプル点を使う場合の如く、より多く
の囲りの点から得られる情報を使うことによつて
相当減少させることができる。これは、サンプル
点f_oおよびf_o-1とf_o+1およびf_o+2間にそれぞれ形成
される直線近似の延長線４１２および４１４を使
うことによつて実現できる。F₂のクロツク周波
数で新らしいサンプルg_n′の生じる時間ｍがサン
プルf_oの時間に非常に近い所で発生し得ることが
分ると、時間ｍでの新らしいサンプルの推定値
g_nを決定する際に、直線４１２上の近似値g_n″も
しくは直量４１４上の近似値g_nに与えるべき
重みは、サンプルg_nの時間がサンプルf_oもしくは
f_o+1のいずれに近いかに依存することが分る。

補間値g_nを計算するためには、g_n″の値は入力
サンプルf_oとサンプルf_oおよびf_o-1の差の増分を
加えた値に等しいものとして選ばれる。従つて、 g_n″＝f_o＋m′／33（f_o−f_o-1） (5) ここで、m′は(4)式に関連して説明したものと
同じである。

同様に、直線４１４の延長上のg_nの値は、
既値f_o+1に、f_o+1およびf_o+2間のサンプル値の差に
１からg_n″を決定するために使われる増分を引い
たものを掛けた値を加えることによつて決定され
る。従つて、 g_n＝f_o+1＋33−m′／33（f_o+1−f_o+2） (6) (4)，(5)および(6)式におけるm′の値は次式を使
つて選ぶことができる。

m′＝（ｍ×（35−33））モジユロ (7) ここで、ｍは出力サンプル中の所定ブロツク内
の計数値を表わす。

新しいサンプルg_nの値はg_n′，g_n″，g_nに与
えられる重みによつて決定されることが明らかで
ある。g_n′，g_n″およびg_nの各々に対して与え
られる重み付け定数の値によつて、補間関数のく
ぼみは増加したり減少したりする。従つて、急激
な変化が増強されるように、すなわち、テレビジ
ヨン画面の遷移すなわちエツジが強調されもしく
はやわらげられるように、補間値の重み付けは２
乗補間によつて行なわれる。

本発明の１つの特徴に従つて、２乗補間サンプ
ルg_n′についての強調因子（すなわち、重み付
け）は1/2が選択され、従つて、g_nは次のように
なる。

g_n＝１／２g_n′＋１／２（33−m′／33g_n″＋m′／33
g_n(8) (8)式から分るように、g_n″およびg_nの値は、
それらの係数を加えると１になるように重み付け
される。従つて、(8)式からg_nはg_n′なる補間サン
プルの1/2と重み付けされたg_n″およゅg_nなる
サンプルの1/2とを加えたものに等しい。(8)式は、
(4)，(5)および(6)式を(8)式に代入することによつ
て、ｆ(t)サンプル、すなわちf_o-1，f_o，f_o+1およ
びf_o+2の項で表現することができる。g_nは次のよ
うになる。

g_n＝−m′（33−m′）／２×33²f_o-1＋２×33²−33m
′−m′²／２×33²f_o ＋99m′−m′²／２×33²f_o+1−m′（33−m′）／２
×33²f_o+2(9) (9)式をよく見ると、f_o-1およびf_o+2の係数の等
しいことが分る。従つて、係数を掛ける前に、サ
ンプルf_o-1およびf_o+2は加え合わすことができ乗
算器を１個省略することができる。

第３図を参照すると、(9)式を実現するための回
路のブロツク図が示されている。第３図の補間器
は３つだけの乗算器を使つて構成されている点に
利点がある。また、この第３図の補間器は、４個
の乗算器を使つて構成される前述のパワーズ
（Powers）の出願の第１４図の実施例に対応する
ものである。

第３図において、入力信号は、入力端子２０１
を介して遅延要素２０３および同期すなわちタイ
ミング回路２０５の入力に供給される。同期発生
器２０５は、出力用クロツク周波数を発生し、33
個の出力サンプルから成る各ブロツク内の現在の
計数値(m)を得るために出力クロツクを計数するた
めのカウンタを含んでいる。遅延要素２０３は、
入力信号を一定量遅延させて、遅延信号f_o+1を発
生する。この遅延信号は入力信号をf_o+2とする遅
延信号f_o+1を発生する。遅延信号f_o+1は、遅延要
素２０７および２０９に供給され、それぞれ遅延
信号f_oおよびf_o-1をそれぞれ発生させる。信号
f_o-1およびf_o+2は、重み付け係数を掛ける前に加
算器２１１に供給されて加算される。加算器２１
１からの出力および信号f_o+1とf_oは、乗算器２１
３，２１５および２１７にそれぞれ供給される。
同期発生器２０５からの出力は、出力用クロツク
の計数値から得られる信号ｍであつて、33個のサ
ンプルから成る各クロツク内において補間される
サンプルの位置を示すものである。発生器２１９
は、(7)式に従つて入力ｍに基づいてm′を発生す
る。発生器２１９からの出力は、乗算器ROM２
２１をアドレスするために使われる並列出力であ
る。ROM２２１内のルツクアツプ・テーブルに
よつて、第４図に従つて係数a_n，b_nおよびc_nが
与えられる。第４図において、係数a_n，b_nおよ
びc_nは(9)式のf_o，f_o+1およびf_o+2＋f_o-1の係数にそ
れぞれ対応する。これらの係数は、m′のそれぞ
れの値について第４図の表に示されている。乗算
器２１５および２１７からの出力は加算器２２３
で加算され、乗算器２１３および加算器２２３か
らの出力は減算器２２５で差をとられる。減算器
２２５からの出力は補間値g_nである。

第４図をよく見ると、係数a_nは、サンプル０
について１で始まり、サンプル１６の49/1089ま
で減少し、サンプル１７で1072/1089となり、サ
ンプル３２の97/1089まで減少する。一方、係数
b_nはサンプル０について０で始まり、サンプル
１６で1072/1089に増加し、サンプル１７で49/10
８９となり、次いでサンプル３２で1054/1089まで
増加する。次のデータ・ブロツクの最初のサンプ
ルであるサンプル３３でa_nおよびb_nの値は入れ
代わる。この入れ代わりは、サンプルの１ブロツ
クの終りにおいて、新らしい補間値g_nは、f_oおよ
びf_o+1なるサンプルの間にあるのではなく、古い
f_o+1およびf_o+2なるサンプルの間にあるという事
実を反映するものである。第３図の遅延要素２０
３，２０７および２０９は、ハードウエアの構成
が各ブロツク毎にこのサンプル点の変動を補償す
ることができるように、FIFO型のバツフアであ
る。先に述べたように、f_oの値は出力サンプル
g_n′の値に基づいて選択される。すなわち、ｍは
出力サンプルの計数値を表わすことを理解すべき
である。

４桁の（10進）数で表現される第４図の係数
は、十分なる精度でg_nサンプルを計算するため
には、乗算器入力として10ビツト以上の精度を必
要とする。しかしながら、出力サンプルは変換後
８ビツトに初捨てて丸められるので、もし係数が
ルツクアツプROMで８ビツトの精度に丸められ
ると、補間誤差は余り減じられないだろう（±１
量子誤差）。この丸めは、係数に256を掛け、最も
近い整数に丸め、その結果を256で割ることによ
つて第４図の各係数について行なうことができ
る。例えば、ｍが10の場合、８ビツトの丸め係数
a_nは最初に次のように得られる。

256×559／1089＝131.4 (10) 従つて、８ビツトの丸め係数は131/256となる。
同様に、係数b₁₀は約186/256に等しい。

第５図を参照すると、1024を掛け、丸めを行な
うことによつてより精確にc_nの丸めを行なうため
の構成が示されている。第５図の構成によると、
乗算器２１３からの出力は除算器２２７によつて
４で割られる。この方法の場合、除算器２２７
は、出力が入力に対して２桁だけシフトされるシ
フト・レジスタによつて実現することができる。
第５図の構成によれば、係数c_nは1024を掛け、丸
めを行ない、その結果を1024で割ることによつて
1024に丸められる。この例の場合、係数c₁₀は次
のようになる。

c₁₀122／256×１／４ (11) ここで説明した実施例は２乗補間方法に適用す
る場合を示したものであるが、これらのテーブ
ル・ルツクアツプを使つた係数の丸め方法は、先
のパワーズの出願に記載されているように、他の
多項近似の場合にも適用し得ることは当業者には
明らかである。従つて、35/33の変換の場合につ
いて、２つの放物線に重み付けし、それらを加え
合わせて、４つのサンプル点（f_o-1，f_o，f_o+1，
f_o+2）を通る３乗の多項式を得ることによつて３
乗の補間を使うこともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に従つて説明される２乗方法
による新らしいサンプル点の補間を理解するのに
役立つ一般化された波形を示す。第２図は、第１
の周波数で標本化された一方の信号を第２の周波
数で標本化された他方の信号に変換する時の、相
対的な標本化時間を理解するのい有用なタイミン
グ図である。第３図は、本発明の１つの特徴に従
つて構成される補間器のブロツク図である。第４
図は、第３図の補間器によつて新しいサンプル点
を補間するための係数表である。第５図は、本発
明の１つの特徴に従つて切り捨てて丸められた係
数を使うために変更された第３図の補間器の一部
を示す。２０３…遅延要素、２０５…同期発生器、２０
７…遅延要素、２０９…遅延要素、２１１…加算
器、２１３，２１５，２１７…乗算器、２２１…
乗算器ROM、２２３…加算器、２２５…減算
器、２２７…除算器。

Claims

【特許請求の範囲】１入力信号を遅延させ、連続する４つのサンプ
ルf_o-1，f_o，f_o+1およびf_o+2を発生させるための手
段と、前記サンプルf_o-1およびf_o+2を加え合わせ、第
１の合計信号サンプルを発生させるための手段
と、前記サンプルf_oおよびf_o+1のそれぞれに、入力
サンプル周波数および出力サンプル周波数の比に
関連する蓄積係数を掛けることによつて第１およ
び第２の積信号を発生させるための第１および第
２の手段と、前記第１の合計信号サンプルに、前記入力サン
プル周波数および出力サンプル周波数の比に関連
する蓄積係数を掛けて第３の積信号を発生させる
ための第３の手段と、前記第１，第２および第３の積信号を合成して
補間信号（g_n）を発生させるための手段とを含
んでいる、補間信号を発生させるための装置。