JPH04271522A - 受信の際の雑音を減少する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は，受信される全体信号か
ら雑音に特有な情報を得て，この雑音に特有な情報によ
り少なくとも最大雑音の時間中出力信号を修正し，雑音
に特有な情報として，最大位相応答の範囲において雑音
信号により生ずる振幅落込みが全体信号の閾値以下にあ
る期間を，出力信号を修正する修正段階の制御に使用す
ることによつて，有効信号と雑音信号との干渉により特
にＦＭ受信の際の雑音を減少する方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭ受信機特に自動車用ラジオのように
非固定受信機において生ずる受信雑音は，例えば共通チ
ヤネル受信及び隣接チヤネル受信による多様な雑音信号
に基いており，また例えば計算機又は産業設備によつて
も生ずる多経路雑音及び外部雑音としての雑音に基いて
いる。雑音の振幅が特定の閾値以上に留まる限り，これ
らの雑音は普通の技術（制限増幅器及び制限復調器）に
より付加的に抑制されるが，雑音が有効信号の振幅に対
比可能な程度になると，信号の重畳による強い振幅変動
（うなりとして知られている）が生じ，同時に極端な位
相変調も生ずる。これは原理的にはＰＭ（位相変調）受
信機についてもいえるが，ここではＦＭ受信機の例につ
いて述べる。

【０００３】適当な回路技術的手段又は適当な方法によ
つて，受信される全体信号中の雑音成分の存在を検査し
，回路の非直線性のため雑音信号の除去が不可能なため
，少なくとも最大雑音の時間中出力側の全体信号を修正
し，それにより少なくとも聴取印象が著しく改善される
まで，これらの時間部分における雑音信号を除去する試
みがなされた。

【０００４】従来技術におけるこのような雑音抑制装置
とその根拠は例えばドイツ連邦共和国特許出願公開第３
９１６７８９号明細書に記載されている。

【０００５】この雑音抑制装置では，ＦＭ復調信号の雑
音成分は，雑音抑制装置により除去され，引続く処理後
制御信号発生器により遮断信号が発生されて，後続の回
路へのＦＭ復調信号又はＦＭ検出信号の伝送が中断され
る。この場合この制御信号発生器が応答する閾値又は所
定のレベルは，ＦＭ復調信号に含まれる受信雑音信号に
より自動的に規定可能である。特定の時間（修正段階）
中に制御信号発生器が動作すると，レベル保持回路によ
り，多重化信号が制御信号発生器の遮断信号の前の実際
値に保たれ，それにより多重化信号の経過中に，雑音の
消去により段状特性が生ずる。公知の装置は，高域フイ
ルタ従つて生ずる周波数スペクトルによりＦＭ復調信号
の雑音の存在を確認する。それにより位相雑音の存在は
精確に規定できるが，その開発及び期間は規定できない
ので，このような雑音消失は通常固定消失時間を使用す
るが，この消失時間は，例えば高域フイルタの回路技術
的性質により，例えば点火雑音により生ずるような雑音
信号の大部分より一般に著しく長い。従つてドイツ連邦
共和国特許出願公開第３９１６７８９号明細書では，制
御信号発生器の遮断制御信号の期間は問題にならず，遮
断制御信号が保たれる特定の時間のみが問題となる。

【０００６】消失時間（従つて修正段階）の固定的規定
又は回路技術による規定は，必然的に，通常に又は圧倒
的な数で生ずる雑音又はその期間に関する妥協である。 即ち修正段階が長すぎると，信号の一部がむだにされ，
修正段階が短かすぎると，雑音の消失が断片的で，雑音
の一部が影響を受けることなく出力側全体信号へ入る。 高域フイルタを介する雑音の周波数側検出は，必然的に
雑音の周波数スペクトルに大きく関係し，この場合も問
題となる雑音信号の値又は周波数スペクトルに関する妥
協による規定を必要とする。

【０００７】結局これにより多くの雑音は消失せしめら
れるが，他方利用されない長い修正段階が生ずる。これ
により雑音繰返し周波数（消失しない雑音信号と一部し
か消失しない雑音信号）が生じ，その周波数は最初の雑
音繰返し周波数より低い周波数範囲にあり，従つて聴取
者に対して非常に不快に作用する。

【０００８】従つてドイツ連邦共和国特許出願公開第３
９１６７８９号明細書で提案される方策は，多数の異な
る雑音信号に対する反応において，雑音信号の整合のみ
に限られ，消失又は修正段階の初めと終りに関して，実
際に生ずる雑音信号への個別介入は不可能であり，従つ
てこの方法又はそこに提案される回路の適用の際一部満
足できる動作しか得られない。

【０００９】上述した方法とは異なり，受信される全体
信号内の雑音信号を確認するため，雑音位相変調と同時
に生ずる（雑音位相応答は雑音位相の一次導関数ｄφ／
ｄｔであり，ＦＭ復調器の出力端に雑音として現れる）
振幅範囲を評価することも，原理的に公知である。例え
ばドイツ連邦共和国特許出願公告第２１４２１７２号明
細書に示す阻止回路では，最初に述べた干渉雑音の問題
を解決するため，振幅落込みの期間中不感帯検出回路に
より，受信信号が所定の落込みレベル即ち特定の閾値を
下回ると，受信機の低周波チヤネルが阻止される。この
閾値についていえることは，有効信号が雑音レベルに低
下するまで信号電波強度が低下する時，この閾値が求め
られることだけである。閾値の値は，これに関する制御
信号に影響を及ぼすことにより外部から設定可能である
が，一定に保たれる。

【００１０】この公知の方法は，落込みレベルの閾値の
選択が不充分な妥協にすぎないことである。なぜならば
生ずる雑音の性質のため，特にこのような雑音信号でも
，極めて速い移相従つて明確に聞くことができる歪みが
，設定された閾値以上に留まり従つて例えば低周波チヤ
ネルの阻止のような修正を生じない小さな振幅落込みし
か生じないからである。特にこの場合値は小さいが非常
に急傾斜の振幅落込みが生じて，公知の不感帯検出回路
を邪魔されずに通過でき，この阻止回路の効果を強く低
下する。

【００１１】別の方法（ドイツ連邦共和国特許出願公開
第３４４６５２９号明細書）でも，雑音のある受信信号
が雑音の時間中フエードアウトされ，このため受信信号
から雑音信号が発生されて，閾値と比較される。従つて
雑音の始めと終りは，この閾値の超過及び下回りにより
規定される。この場合閾値は，雑音の頻度の増大と共に
閾値を増大し，従つて雑音に対して回路の感度を次第に
低下して，音質的には不充分でもまだ充分な受信を保証
するように，受信信号の雑音頻度へ自動的に合わされる
。

【００１２】特に最後にあげた方法は，干渉雑音従つて
これによる位相変化によつて生ずる歪みの問題では，修
正段階を規定するため一定の閾値又は自動的に合わされ
る閾値の導入により，せいぜい出力信号の質の統計的改
善が行われるにすぎない。

【００１３】個々の雑音に関して公知の方法では，その
つど規定される修正段階の期間が個々の雑音の期間に不
充分にしか合わされず，従つて出力信号における質の改
善が著しい制限を伴つてしか行われないので，この修正
段階は不充分である。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】従つて本発明の課題は
，最初にあげたような方法を改良して，多様な種類及び
組成の雑音信号を受信信号から確実に除去することであ
る。

【００１５】

【発明を解決するための手段】この課題を解決するため
本発明によれば，閾値を下回る間修正を行い，この閾値
の値を振幅落込みの傾斜により規定して，振幅落込みの
傾斜の増大と共に閾値を自動的に増大し，従つて修正段
階を一層早く開始し，振幅落込みに先行する全体信号の
値即ち基準レベルによつても閾値の設定を決定する。

【００１６】本発明による方法は次の認識に基いている
。即ち全体信号の信号路において基準レベルに対する振
幅落込みの形状特に落込み辺傾斜と深さから，ＦＭ受信
機の出力端成分により，特に修正段階の規定される初め
と終りに関しても，閾値従つて期間の個別規定が可能で
ある。この場合信号として例えば中間周波モジユールの
電波強度信号が使用されるが，例えば中間周波信号自体
の包絡線も評価のために利用することができる。

【００１７】本発明による消失基準を前提として，ＦＭ
受信機では，例えば従来の制限装置を使用する際，復調
される信号において最大雑音位相応答を持つ成分をフエ
ードアウトするか，又は充分直線的な増幅の使用により
，極端な雑音位相応答の範囲における信号の復調を最初
から阻止する可能性が得られる。これら両方の可能性は
その特有な利点及び欠点を持つており，本発明による方
法を実現するための実施例の以下の説明から明かになる
。

【００１８】

【実施例】図１にブロツクで示す回路は，信号入力端Ｉ
Ｎ及び電波強度出力端Ｆを持つ中間周波回路４９と，そ
の後に接続される復調回路ＤＥＭＯＤと，サンプルホー
ルド回路ＳＨとから成つている。

【００１９】電波強度出力端Ｆ及びサンプルホールド回
路ＳＨの制御入力端Ｒに対して並列に，中間周波回路Ｚ
Ｆ−ＩＣの電波強度信号からサンプルホールド回路の制
御用制御信号を得る回路素子が接続されている。これら
の回路素子は次のようなものである。

【００２０】最大値回路ＭＡＸは，電波強度出力端Ｆか
ら得られてＲＣ値により規定される時定数τを持つ信号
Ｆを，実際の最大値Ｍに保つ。この最大値Ｍは基準レベ
ルを形成して，比較器ＫＯＭＰの入力端ｙへ与える。比
較器ＫＯＭＰの他方の入力端ｘには実際の電波強度信号
が印加される。

【００２１】比較器ＫＯＭＰは，出力端ｘにかかる実際
の電波強度値が，入力端ｙにかかる最大値Ｍより所定の
閾値ΔＭだけ小さい時，修正段階用制御信号として出力
信号を発生するように配線されている。振幅落込みの際
この振幅落込みの深さが値ΔＭに達すると，比較器ＫＯ
ＭＰがこれを確認する。値ΔＭは抵抗ＲＭを介して設定
可能であり，こうして比較器入力端ｙへ印加される電流
を制御する。

【００２２】さて本発明によれば，閾値ΔＭがそのつど
の振幅落込みに関係して付加的に個々に規定されるか，
又は自動的に設定される。即ち雑音段階の振幅の尺度は
振幅落込みの傾斜であり，従つて振幅落込みの際の電波
強度信号の微分により，雑音信号フエードアウトの初め
及び終りの有効な時点が求められる。このため微分回路
ＤＩＦＦが設けられて，第２のサンプルホールド回路Ｓ
Ｈ２を介して比較器ＫＯＭＰを制御する。この徴分回路
は振幅落込みの落込み辺の上昇又は下降に比例する出力
信号を発生する。即ち閾値に達すると，この信号の瞬間
値はサンプルホールド回路ＳＨ２により保持される。従
つて落込み辺下降の傾斜の増大と共に，この信号は，比
較器ＫＯＭＰの入力端ｙにかかる値ΔＭを，落込み辺下
降の傾斜に比例して値ΔＭｉだけ減少する。ここで添え
字”ｉ”は振幅落込み（雑音）Ｓｉの連続番号を示す。 この回路の作用を要約すれは，各振幅落込みがその切換
え閾値Ｅｉ自体を形成し，従つてその修正段階を始め及
び終りに関して個々に規定することである。

【００２３】さて比較器ＫＯＭＰの入力端ｘにかかる電
波強度信号の瞬間値が，入力端ｙにかかる最大値Ｍを，
このように形成される閾値Ｅｉ＝ΔＭ−ΔＭｉだけ下回
ると，比較器が制御信号を発生し，この制御信号が遅延
回路ＤＥＬＡＹを介してサンプルホールド回路ＳＨの制
御入力端ＳＴへ達して，閾値Ｅｉを再び下回つて比較器
ＫＯＭＰか再び戻るまで，このサンプルホールド回路を
動作させる。比較器ＫＯＭＰから来る信号はサンプルホ
ールド回路ＳＨ２をも保持する。閾値Ｅｉも再びその基
本閾値ΔＭへ戻り，次の振幅落込みに備える。

【００２４】フエードアウト時点を決定する比較器ＫＯ
ＭＰの閾値は，電波強度出力端における信号の特定の基
準レベル（最大値）を必要とする。なぜならば最大値Ｍ
と閾値（Ｍ−ΔＭ＋Ｍｉ）との比が回路の機能にとつて
重要だからである。これは大抵の中間周波回路に存在す
る対数電波強度出力端を利用すれば，簡単に行われる。 この場合各電圧落込みは，レベルの絶対値に関係なく，
ｄＢに比例する電圧降下を生じ，この電圧を比較器ＫＯ
ＭＰへ印加すれば，付加的な費用なしに正しい閾値が自
動的に得られる。

【００２５】回路の上述した機能が図２に示されており
，円で囲んだ数字は，図１の回路の同じ数字の部分にお
ける信号経過を示している。１は中間周波回路（増幅器
）の入力信号で，雑音信号のため中央に示す振幅落込み
を持つている。電波強度出力端Ｆに生ずる出力信号は定
性的にこの信号の半分に相当する。最大値回路ＭＡＸに
生ずる出力信号２は，ゆるやかに下降する（τ）ピーク
値信号であり，比較器ＫＯＭＰの入力端ｙにかかる。 これに反し並列分枝には，振幅落込みを持つ信号３が生
ずる。この振幅落込みから，微分回路ＤＩＦＦにより信
号４（落込み辺傾斜）が得られて，制御信号５を形成し
，この制御信号が比較器ＫＯＭＰを制御して，閾値Ｅｉ
＝ΔＭ−Ｍｉを規定する。従つて比較器ＫＯＭＰの出力
信号６は方形パルスで，遅延回路を通過することにより
，同じ形状であるが時間Δｔだけずれた信号７を生ずる
。この信号７がサンプルホールド回路ＳＨを動作させて
，復調器出力信号８から雑音ピークＳｉをフエードし，
このサンプルホールド回路において修正段階中復調器Ｄ
ＥＭＯＤの出力信号８が，サンプルホールド回路の動作
停止まで，その最後の値に保たれる。

【００２６】時間Δｔは，ＦＭ下降回路により生ずる時
間遅れから得られ，この時間遅れにより雑音ピークがＦ
Ｍ復調器の出力端における電波強度落込みに対し遅れて
現れる（ＦＭラジオ受信機では約１μＳ．）。

【００２７】従つてこの回路の本質は，修正段階の期間
がそのつど生ずる雑音信号に個々に合わされ，雑音の生
ずる前に確認が行われるので，公知の雑音消失とは異な
り，多重信号の遅延が不要なことである。

【００２８】図１に実線で示すサンプルホールド回路Ｓ
Ｈの構造は，普通に使用される基本回路に相当している
。即ち開閉器Ｓを開くと，印加される信号の瞬間値はコ
ンデンサＣ１の電荷により表わされ，開放時点の信号電
圧が出力端に生ずる。図２に示す曲線は，規定された信
号と明らかに確認可能な雑音とを持つ理想化された状態
を示している。実際には信号の経過は非常に複雑で，例
えばＲＤＳ信号のような付加的なＨＦ信号を重畳されて
いる。これは，例えばこのような速い付加信号のピーク
が重畳されている結果，修正すべき信号の振幅値が修正
段階の期間にわたつてサンプルホールド回路ＳＨにより
保持されるので，修正段階の開始の瞬間に，修正すべき
信号の振幅が正しい値を持たないことを意味している。 このように速い信号変化を除去し，その代り修正段階に
おいても信号を形成する振幅平均値を使用することによ
つて，この状態が改善される（例えばＴＶビデオ信号に
おいて輝度信号が緩慢な基本変調を形成し，色信号が急
速な重畳変調を形成する）。

【００２９】平均値形成は破線で示す付加的な抵抗Ｒ１
により行われ，それにより緩慢な振幅変化が引続きコン
デンサＣ１を充電し，急速な振幅変化は平均値のみに寄
与する。この場合基本周波数はＲ１及びＣ１により決定
される。

【００３０】多くの応用例えば自動車用ラジオ受信のた
めに，開閉器Ｓの代りに可変抵抗Ｒｖａｒを使用して，
おだやかな保持を行うのが望ましい。実際にはこのよう
な抵抗ＲｖａｒをＦＥＴトランジスタ又はＯＴＡにより
構成することができる。

【００３１】簡単なサンプルホールド回路における別の
問題は，例えば開閉スパイクのような雑音の発生，又は
本来の目的（修正段階における干渉雑音の除去）を危く
し，例えば低い信号レベルにおいて場合によつてはサン
プルホールド回路が除去する雑音パルスより大きい雑音
パルスを発生するオフセツトの問題である。

【００３２】この問題は次のようにして原理的に解決さ
れる。修正段階の初め及び終りにおける開閉過程の代り
に，クロスフエードを行い，雑音が予想されるため遮断
すべき全体信号を，先行した信号平均値により（上述し
たように）連続的に置換する。図３がこのような回路例
を示している。即ちミクサＰには変化されない全体信し
た欠点を回避できる安価な解決策が実現される。

【００３３】適当なサンプルホールド回路の例が図４に
示されている。ここではバイポーラ技術による市販の平
衝変調器が使用されている。この回路の動作は次の通り
である。

【００３４】抵抗Ｒ１ないしＲ４及びＲ９ないしＲ１１
は公知のように動作点の設定に役立つ。コンデンサＣ１
及びＣ２は結合コンデンサの機能を持つている。入力端
ＩＮから抵抗Ｒ７を経て交流電流がトランシスタＱ５の
エミツタへ供給される。電圧Ｕｂｌｅｎｄが電圧Ｕｒｅ
ｆより著しく大きいと，トランジスタＱ１が導通し，卜
ランジスタＱ５へ供給される交流電流がほぼ完全に抵抗
Ｒ５を経て流れる。従つて抵抗Ｒ５とＲ７が同じ大きさ
であると，同じ交流電圧が入力端ＩＮ及び出力端ＯＵＴ
に生ずる。抵抗Ｒ８とコンデンサＣ３は公知のように低
域フイルタを形成している。この低域フイルタＲ８，Ｃ
３の限界周波数よりずつと低い周波数に対して電圧ＵＴ
は出力端ＯＵＴの電圧と同じである。低域フイルタＲ８
，Ｃ３の限界周波数よりずつと高い周波数に対しては，
電圧ＵＴは平均置を形成する抵抗Ｒ６を介して適当な電
流がトランジスタＱ６へ供給される。電圧Ｕｂｌｅｎｄ
の同じ状態（Ｕｂｌｅｎｄ＞＞Ｕｒｅｆ）において，こ
の電流はトランジスタＱ４を経て点ＵＢ＋へ達するＵｂ
ｌｅｎｄ＜＜Ｕｒｅｆの場合事情は反転する。即ち入力
電流はトランジスタＱ５及びＱ２を経て点ＵＢ＋へ達し
，電圧ＵＴに関係する電流は抵抗Ｒ６，トランジスタＱ
６，Ｑ３及び抵抗Ｒ５を経て出力端ＯＵＴへ達する。抵
抗Ｒ６とＲ５が同じ大きさで，演算増幅器ＯＰ１のゲイ
ンが１であると，電圧ＵＯＵＴとＵＴは同じである。平
衡電流は流れず，回路装置は電圧ＵＴの瞬間値に留まる
。ポテンシヨメータＰ１によりトランジスタＱ５とＱ６
との万一の直流電流差が平衡せしめられて，切換えの際
の直流オフセツト雑音を回避する。

【００３５】もちろん電圧Ｕｂｌｅｎｄにより電流分布
のいかなる中間値も設定可能である。電圧ＵＩＮがそれ
に応じて減少されて出力端に現れる。今や入力周波数，
クロスフエード速度及び限界周波数に関係して，出力電
圧の不動作位置が設定され，適当な選択によりこの位置
は緩慢な周波数の瞬間値及び急速な周波数の平均値に一
致する。

【００３６】図５及び７に示す第２の実施例では，中間
周波信号１が増幅器ＡＭＰで増幅され，緩慢な電波強度
変動が減少される。増幅器に接続される変調器ＭＯＤに
おいて急速な包絡線変動が制御され，比較的小さい制限
を行う後制限回路Ｌが残存リプルを平滑化するが，大き
い振幅落込みの際は直線範囲へ移行する。図７に示され
ている包絡線の３つの極めて深い急速な落込みは，変調
器ＭＯＤの低く保たれる限界周波数のため，減少されず
，従つてＦＭ復調器ＦＭ−ＤＥＭＯＤにおいて自動的に
フエードアウトされる。即ち復調される出力信号７は，
修正段階において，消失なしに生ずる鋭いパルスピーク
の代りに，後制限回路Ｌの設定に応じて零レベルまでの
信号減少を受け，実際の振幅に応じてこの信号減少は異
なる強さで認められるが，いずれにせよ聴取印象を，本
発明によらない場合生ずるパルスピークより著しく悪く
することはない。緩慢に調整される増幅器ＡＭＰ及び適
当な時定数τを持つ急速変調器ＭＯＤは，落込み辺傾斜
の異なる評価を行い，最大レベル調整は基準レベルの正
しい値を与える。後に接続されるＦＭ復調器ＦＭ−ＤＥ
ＭＯＤは普通のＦＭ復調器でよいが，開閉器の動作で制
限するように動作してはならない。この実施例では，振
幅雑音を減少し，位相急変を除去することにより，雑音
も有利に影響を受ける。

【００３７】更に復調器は中間周波入力電圧の２乗に関
係するので，この実施例でも，復調器が中間周波振幅に
漸増的に追従するので，修正段階への移行の際おだやか
な切換え動作が行われる。

【００３８】図６は図５による回路の変形例を示し，こ
こでは制限回路と変調器の順序が入れ換えられ，緩慢調
整器がなくなつている。この回路の動作は次の通りであ
る。

【００３９】現在の中間周波回路は大抵対数電波強度出
力端を持つている。従つて落込み深さは周知のように絶
対電波強度とは無関係である。前述したように調整器Ｒ
ＥＧはまず最大値を閾値Ｍに調整する。電波強度の落込
みは時定数τで閾値Ｍの方向に減少され，実線の曲線Ｒ
ＥＧ　　ＯＵＴは，通常ＦＭ受信機においてＭＵＴＥと
称される急速変調器を制御する。大抵のＦＭ回路は復調
器の後にＭＵＴＥ回路（破線）を持つている。この場合
不可避な時間遅れ効果のため，中間に時間遅れ修正回路
ＤＥＬＡＹを接続せねばならない。

【００４０】図８は図１，２及び図５，７による実施例
の組合わせを示し，音質評価回路Ｑが開閉器Ｒを介して
出力端の最も雑音の少ない多重信号を制御する。

【００４１】図９は集積回路への集積に適した変調器を
示している。この変調器は差動増幅器Ｑ３，Ｑ４を含み
，この増幅器の峻度はエミツタ電流を介して制御される
。このエミツタ電流は，接続点２から電流対称化回路を
介して変調される。動作点の設定は抵抗Ｒを介して行わ
れる。この回路は原理的にはＯＴＡ（演算トランスコン
ダクタンス増幅器）の一部で，図５による回路では制限
回路Ｌ及び変調器ＭＯＤとして使用することができる。

【００４２】最後に図１０は準直線増幅器を示し，従来
の制限回路−中間周波増幅器ＢＶは，電波強度入力端Ｌ
を介してゲインを特定の電波強度出力レベルに低減され
る。ゲイン設定用のこのような入力端は中間周波出力端
にも存在する。従つて特定の程度を超過する電波強度落
込みの際，制限回路が制御動作をやめて直線動作へ移行
することができる。続くＦＭ復調器ＦＭ−ＤＥＭＯＤは
，ＡＭ抑制なしの装置の場合，復調される振幅と入力電
圧との間の２乗関係のため，電波強度落込みにより自動
的に遮断されるか又はフエードアウトされる。従つて雑
音位相変調は中間周波面で自動的にフエードアウトされ
る。破線で示す音質評価回路Ｑにより，生ずる位相雑音
が評価され，極端な位相雑音の存在する場合にのみ，中
間周波増幅器の上述した外しが行われ，他の場合回路は
普通の制限増幅器のように動作せしめられる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による方法を実施するための第１実施例
のブロツク線図である。

【図２】図１によるブロツク線図の個々の部分に生ずる
信号の経過を示す図である。

【図３】図１の回路部分の接続図である。

【図４】図３と同じ回路部分の異なる構成を示す接続図
である。

【図５】本発明による方法を実施するための第２実施例
の接続図である。

【図６】図５による第２実施例の変形例の接続図である
。

【図７】図３のブロツク線図の部分に生ずる信号の経過
を示す図である。

【図８】図１及び図３による回路原理の組合わせのブロ
ツク線図である。

【図９】図５による回路に使用されるＡＭ変調器の実施
例の接続図である。

【図１０】図５による回路に使用される準直線増幅器の
実施例の接続図である。

【符号の説明】

Ｅｉ　　閾値 Ｍ　　　　全体信号の最大値（基準レベル）ΔＭ　　基
本閾値 Ｍｉ　　修正値

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　受信される全体信号から雑音に特有な
   情報を得て，この雑音に特有な情報により少なくとも最
   大雑音の時間中出力信号を修正し，雑音に特有な情報と
   して，最大位相応答の範囲において雑音信号により生ず
   る振幅落込みが全体信号の閾値以下にある期間を，出力
   信号を修正する修正段階の制御に使用することによつて
   ，有効信号と雑音信号との干渉により受信の際の雑音を
   減少する方法において，閾値（Ｅｉ）を下回る間修正を
   行い，この閾値の値を振幅落込みの傾斜により規定して
   ，振幅落込みの傾斜の増大と共に閾値（Ｅｉ）を自動的
   に増大し，従つて修正段階を一層早く開始し，振幅落込
   みに先行する全体信号の値即ち基準レベル（Ｍ）によつ
   ても閾値（Ｅｉ）の設定を決定することを特徴とする，
   受信の際の雑音を減少する方法。
2. 【請求項２】　　閾値（Ｅｉ）を次式により設定し，Ｅ
   ｉ＝Ｍ−ΔＭ＋ΔＭｉ ここでＥｉ＝雑音Ｓｉを除去するための個々の閾値Ｍ＝
   雑音Ｓｉに先行する最大振幅（基準レベル）ΔＭ＝落込
   み辺傾斜ｄＦ／ｄｔ＝０における基本閾値ΔＭｉ＝落込
   み辺傾斜ｄＦ／ｄｔ＜０における修正値それにより固定
   的に設定される基本閾値（ΔＭ）において，基準レベル
   （Ｍ）の 値（Ｅｉ）を上方へ移動することを特徴とする，請求項
   １に記載の方法。
3. 【請求項３】　　閾値（Ｅｉ）の精確な制御のため，中
   間周波モジユールの対数電波強度出力端の使用により振
   幅落込み（Ｓｉ）と基準レベル（Ｍ）との比を利用する
   ことを特徴とする，請求項１に記載の方法。
4. 【請求項４】　　修正段階中雑音のある信号をフエード
   アウトし，以前に存在した信号又はその平均値に代える
   ことを特徴とする，請求項１に記載の方法。
5. 【請求項５】　　修正段階中中間周波包絡線の振幅落込
   みに基いて，中間周波包絡線の落込みの際この落込みを
   直線的に転送する直線増幅を前置させることにより，中
   間周波信号の復調を中断して，ＦＭ復調器がもはや充分
   に復調を行わないようにすることを特徴とする，請求項
   １に記載の方法。
6. 【請求項６】　　比較器（ＫＯＭＰ）の信号（７）によ
   り始動可能なサンプルホールド回路（ＳＨ）が信号路に
   設けられ，基準レベル（Ｍ）を形成する最大値回路（Ｍ
   ＡＸ）が中間周波回路（ＺＦ−ＩＣ）の電波強度出力端
   （Ｆ）に接続され，この最大値回路の出力端が比較器（
   ＫＯＭＰ）の一方の入力端（ｙ）に接続されて，この入
   力端に基本閾値（ΔＭ）を規定する電位を印加し，比較
   器（ＫＯＭＰ）の他方の入力端（ｘ）が中間周波回路（
   ＺＦ−ＩＣ）の電波強度出力端（Ｆ）に直接接続され，
   微分回路（ＤＩＦＦ）が同様に中間周波回路（ＺＦ−Ｉ
   Ｃ）の電波強度出力端（Ｆ）に接続され，この微分回路
   の出力信号としての落込み 本閾値（ΔＭ）を増大させることを特徴とする，請求項
   １ないし４に記載の方法を実施するための回路装置。
7. 【請求項７】　　サンプルホールド回路（ＳＨ）が抵抗
   （Ｒ１）とコンデンサ（Ｃ１）とから成る直列回路を持
   つていることを特徴とする，請求項６に記載の回路装置
   。
8. 【請求項８】　　サンプルホールド回路（ＳＨ）が開閉
   素子の代りに可変抵抗（Ｒｖａｒ）又はミクサ（Ｐ）を
   持ち，それにより修正段階の始め又は終りに信号平均値
   をおだやかにフエードイン又はフエードアウトすること
   を特徴とする，請求項６に記載の回路装置。
9. 【請求項９】　　ＦＭ復調器（ＦＭ−ＤＥＭＯＤ）の前
   に，中間周波包絡線の低周波変動を減少する急速調整増
   幅器（ＭＯＤ）と，緩慢な電波強度変動を減少する緩慢
   調整増幅器（ＡＭＰ）とが接続されていることを特徴と
   する，請求項１に記載の方法を実施するための回路装置
   。
10. 【請求項１０】　　調整増幅器（ＡＭＰ又はＭＯＤ）の
    後に弱い制限を行う制限回路（Ｌ）が接続されて，残り
    の包絡線変動を平滑化するが，包絡線の深い落込みの際
    フエードアウトを阻止しないことを特徴とする，請求項
    ９に記載の回路装置。