JPH04248389A - 速度センサレス速度制御方式 - Google Patents
速度センサレス速度制御方式Info
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- JPH04248389A JPH04248389A JP3022726A JP2272691A JPH04248389A JP H04248389 A JPH04248389 A JP H04248389A JP 3022726 A JP3022726 A JP 3022726A JP 2272691 A JP2272691 A JP 2272691A JP H04248389 A JPH04248389 A JP H04248389A
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims abstract description 15
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 12
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 10
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】ＰＷＭインバータにより速度セン
サレスで誘導電動機の回転速度を制御する技術に関する
ものである。
サレスで誘導電動機の回転速度を制御する技術に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】三相誘導電動機のＰＷＭインバータによ
る速度制御システムにおいて、安全性や経済性の面から
誘導電動機に速度センサを用いないで高速且つ高精度で
速度を制御する、速度センサレスベクトル制御方式が脚
光を浴びており、例えば平成２年１０月に社団法人電気
学会から発行された産業電力電気応用研究会資料の第５
４〜６６頁に掲載された論文「速度センサレス瞬時空間
ベクトル制御」等にも発表されている。
る速度制御システムにおいて、安全性や経済性の面から
誘導電動機に速度センサを用いないで高速且つ高精度で
速度を制御する、速度センサレスベクトル制御方式が脚
光を浴びており、例えば平成２年１０月に社団法人電気
学会から発行された産業電力電気応用研究会資料の第５
４〜６６頁に掲載された論文「速度センサレス瞬時空間
ベクトル制御」等にも発表されている。
【０００３】図２は瞬時空間ベクトル法を用いた速度セ
ンサレス三相誘導電動機の速度制御系の一例のブロック
線図であり、この図によって従来技術による速度センサ
レス速度制御について説明する。
ンサレス三相誘導電動機の速度制御系の一例のブロック
線図であり、この図によって従来技術による速度センサ
レス速度制御について説明する。
【０００４】電圧形ＰＷＭインバータ１は三相誘導電動
機３に電力を供給する。一次状態変数検出器２は三相誘
導電動機３の一次電流と一次電圧とを検出し、状態変数
演算器４に出力する。状態変数演算器４では次のように
して、一次鎖交磁束ベクトルψ１ やトルクＴ、速度ω
ｍ 等を演算する。なお、この演算にあたっては一次電
流と一次電圧をそれぞれ、固定子座標に関する瞬時空間
ベクトルｉ１，ｖ１のｄ軸成分ｉ１ｄ とｖ１ｄ 及び
ｑ軸成分ｉ１ｑ とｖ１ｑ に分解して、一次鎖交磁束
ベクトルψ１ のｄ軸成分ψ１ｄ及びψ１ｑ等を算出す
る。
機３に電力を供給する。一次状態変数検出器２は三相誘
導電動機３の一次電流と一次電圧とを検出し、状態変数
演算器４に出力する。状態変数演算器４では次のように
して、一次鎖交磁束ベクトルψ１ やトルクＴ、速度ω
ｍ 等を演算する。なお、この演算にあたっては一次電
流と一次電圧をそれぞれ、固定子座標に関する瞬時空間
ベクトルｉ１，ｖ１のｄ軸成分ｉ１ｄ とｖ１ｄ 及び
ｑ軸成分ｉ１ｑ とｖ１ｑ に分解して、一次鎖交磁束
ベクトルψ１ のｄ軸成分ψ１ｄ及びψ１ｑ等を算出す
る。
【０００５】すなわち、先ず、式（１） ψ２
＝∫｛ （Ｌ２／Ｍ）（ｖ１−Ｒ１ｉ１） ｝ｄｔ−
｛（Ｌ１Ｌ２／Ｍ） −Ｍ ｝ｉ１ （１） に
より、二次鎖交磁束ベクトルψ２ を演算する。ここで
、Ｌ１は一次自己インダクタンス、Ｌ２は二次自己イン
ダクタンス、Ｍ は相互インダクタンス、Ｒ１は一次抵
抗である。 続いて、式（２） ψ１ ＝（Ｍ／Ｌ２）ψ２ ＋｛Ｌ１−（Ｍ２
／Ｌ２） ｝ｉ１
（２） により、一次鎖交磁束ベクトルψ１
を演算する。次に式（３） Ｔ＝ψ１ｄｉ１ｑ ＋ψ１ｑｉ１ｄ
（３） によりトルクＴを演算し、式（
４） ω２ ＝ （ｄ／ｄｔ）ｔａｎ−１（ψ２ｑ／
ψ２ｄ）
（４） により二次鎖交磁束ベクトルψ２
の回転角速度ω２ を演算し、式（５） ωｓ ＝｛Ｒ２Ｍ（ψ２ｄｉ１ｑ −ψ２ｑｉ
１ｄ ） ｝／｛Ｌ２（ψ２ｄ２ ＋ψ２ｑ２）｝（５
） によりすべり角速度ωｓ を演算する。ここで、Ｒ
２は二次抵抗である。しかる後、式（６） ωｍ ＝ω２ −ωｓ
（６） により速度ωｍ を算出する。
＝∫｛ （Ｌ２／Ｍ）（ｖ１−Ｒ１ｉ１） ｝ｄｔ−
｛（Ｌ１Ｌ２／Ｍ） −Ｍ ｝ｉ１ （１） に
より、二次鎖交磁束ベクトルψ２ を演算する。ここで
、Ｌ１は一次自己インダクタンス、Ｌ２は二次自己イン
ダクタンス、Ｍ は相互インダクタンス、Ｒ１は一次抵
抗である。 続いて、式（２） ψ１ ＝（Ｍ／Ｌ２）ψ２ ＋｛Ｌ１−（Ｍ２
／Ｌ２） ｝ｉ１
（２） により、一次鎖交磁束ベクトルψ１
を演算する。次に式（３） Ｔ＝ψ１ｄｉ１ｑ ＋ψ１ｑｉ１ｄ
（３） によりトルクＴを演算し、式（
４） ω２ ＝ （ｄ／ｄｔ）ｔａｎ−１（ψ２ｑ／
ψ２ｄ）
（４） により二次鎖交磁束ベクトルψ２
の回転角速度ω２ を演算し、式（５） ωｓ ＝｛Ｒ２Ｍ（ψ２ｄｉ１ｑ −ψ２ｑｉ
１ｄ ） ｝／｛Ｌ２（ψ２ｄ２ ＋ψ２ｑ２）｝（５
） によりすべり角速度ωｓ を演算する。ここで、Ｒ
２は二次抵抗である。しかる後、式（６） ωｍ ＝ω２ −ωｓ
（６） により速度ωｍ を算出する。
【０００６】速度制御器５は速度指令ωｍ ＊ と状態
変数演算器４の出力の速度ωｍ とを入力として、速度
ωｍ が速度指令ωｍ ＊ に追従するように比例積分
演算器等でトルク指令Ｔ＊ を出力する。トルク磁束制
御器６では、磁束指令φ１ ＊ と速度制御器５の出力
のトルク指令Ｔ＊ に状態変数演算器４の出力の一次鎖
交磁束｜ψ１ ｜とトルクＴが追従するように、スイッ
チング信号Ｓを電圧形ＰＷＭインバータ１に出力する。
変数演算器４の出力の速度ωｍ とを入力として、速度
ωｍ が速度指令ωｍ ＊ に追従するように比例積分
演算器等でトルク指令Ｔ＊ を出力する。トルク磁束制
御器６では、磁束指令φ１ ＊ と速度制御器５の出力
のトルク指令Ｔ＊ に状態変数演算器４の出力の一次鎖
交磁束｜ψ１ ｜とトルクＴが追従するように、スイッ
チング信号Ｓを電圧形ＰＷＭインバータ１に出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来技術の説明で示し
たように速度は式（６） で演算されるが、そこで用い
るすべり角速度ωｓ の演算には式（５） で示される
ように二次抵抗Ｒ２を用いている。二次抵抗Ｒ２の値は
該三相誘導電動機の温度変動に従って変動する。しかし
ながら、状態変数演算器４では二次抵抗の変動を検知で
きないので、それを用いて演算されるすべり角速度ωｓ
には誤差を含むことになり、速度ωｍ も誤差を含む
ようになる。よって、従来技術の制御では二次抵抗変動
により速度ωｍ に誤差が生じるので、精度の高い速度
制御ができないと言う問題がある。
たように速度は式（６） で演算されるが、そこで用い
るすべり角速度ωｓ の演算には式（５） で示される
ように二次抵抗Ｒ２を用いている。二次抵抗Ｒ２の値は
該三相誘導電動機の温度変動に従って変動する。しかし
ながら、状態変数演算器４では二次抵抗の変動を検知で
きないので、それを用いて演算されるすべり角速度ωｓ
には誤差を含むことになり、速度ωｍ も誤差を含む
ようになる。よって、従来技術の制御では二次抵抗変動
により速度ωｍ に誤差が生じるので、精度の高い速度
制御ができないと言う問題がある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、本発明における速度センサレス制御方式では、電
圧形ＰＷＭインバータで給電される三相誘導電動機の回
転子の速度を速度センサ又は位置センサを用いず演算で
求める速度センサレス速度制御方式において、該電動機
の回転子のスロットリップルが原因で発生する該電動機
の状態変数に含まれる高調波の周波数を測定し、それよ
り該電動機の回転子の実速度を推定し、それと前記演算
で求められた速度との差信号から該電動機の二次抵抗を
同定することを特徴とする。
めに、本発明における速度センサレス制御方式では、電
圧形ＰＷＭインバータで給電される三相誘導電動機の回
転子の速度を速度センサ又は位置センサを用いず演算で
求める速度センサレス速度制御方式において、該電動機
の回転子のスロットリップルが原因で発生する該電動機
の状態変数に含まれる高調波の周波数を測定し、それよ
り該電動機の回転子の実速度を推定し、それと前記演算
で求められた速度との差信号から該電動機の二次抵抗を
同定することを特徴とする。
【０００９】
【作用】三相誘導電動機の回転子にスロットリップルが
あると、回転子の磁束分布はスロットの影響で歪み、該
電動機の一次側からみたインピーダンスは回転速度に比
例した周波数で変動するので、回転子の速度に比例した
周波数の高調波が該電動機の状態変数に生じる。例えば
、電源が対称三相の正弦波電圧電源ならば、誘導電動機
の一次電流には、 ｆｒ ＝（Ｓｎ ／Ｐｎ π）ωｍｒ±Ａｆｉ
（７） の周波数の高調波が含まれる。ここで、Ｓｎ
は該電動機の回転子のスロット数、Ｐｎ は極数、πは
円周率、ωｍｒは実速度、ｆｉ は電源の周波数である
。またＡは比例係数であり、一次電流の場合Ａ＝１であ
る。
あると、回転子の磁束分布はスロットの影響で歪み、該
電動機の一次側からみたインピーダンスは回転速度に比
例した周波数で変動するので、回転子の速度に比例した
周波数の高調波が該電動機の状態変数に生じる。例えば
、電源が対称三相の正弦波電圧電源ならば、誘導電動機
の一次電流には、 ｆｒ ＝（Ｓｎ ／Ｐｎ π）ωｍｒ±Ａｆｉ
（７） の周波数の高調波が含まれる。ここで、Ｓｎ
は該電動機の回転子のスロット数、Ｐｎ は極数、πは
円周率、ωｍｒは実速度、ｆｉ は電源の周波数である
。またＡは比例係数であり、一次電流の場合Ａ＝１であ
る。
【００１０】それ故に、高調波周波数測定手段で一次電
流の高調波周波数ｆｒ を測定することによって、実速
度推定手段で式（７） により、二次抵抗Ｒ２に無関係
に実速度ωｍｒを推定することができる。二次抵抗Ｒ２
を用いて演算された速度ωｍ と、上記実速度推定手段
の出力の実速度ωｍｒとの誤差は、二次抵抗以外の定数
が誤りなく速度ωｍ の演算に用いられたとすると、二
次抵抗変動によって生じると考えられるので、二次抵抗
同定手段で速度ωｍ と実速度ωｍｒとが等しくなるよ
うに演算に用いる二次抵抗Ｒ２を調整することによって
、二次抵抗が同定できる。 その結果二次抵抗変動による演算速度ωｍ の誤差はな
くなり、高精度の速度制御ができるようになる。なお、
上記実速度推定手段の出力の実速度ωｍｒで速度制御を
すれば、二次抵抗を同定することなく高精度に速度制御
ができるが、実速度ωｍｒの推定には時間がかかり、過
渡特性が悪化する恐れがある。
流の高調波周波数ｆｒ を測定することによって、実速
度推定手段で式（７） により、二次抵抗Ｒ２に無関係
に実速度ωｍｒを推定することができる。二次抵抗Ｒ２
を用いて演算された速度ωｍ と、上記実速度推定手段
の出力の実速度ωｍｒとの誤差は、二次抵抗以外の定数
が誤りなく速度ωｍ の演算に用いられたとすると、二
次抵抗変動によって生じると考えられるので、二次抵抗
同定手段で速度ωｍ と実速度ωｍｒとが等しくなるよ
うに演算に用いる二次抵抗Ｒ２を調整することによって
、二次抵抗が同定できる。 その結果二次抵抗変動による演算速度ωｍ の誤差はな
くなり、高精度の速度制御ができるようになる。なお、
上記実速度推定手段の出力の実速度ωｍｒで速度制御を
すれば、二次抵抗を同定することなく高精度に速度制御
ができるが、実速度ωｍｒの推定には時間がかかり、過
渡特性が悪化する恐れがある。
【００１１】
【実施例】図１に、回転子のスロットリップルに起因す
る高調波周波数測定のための三相誘導電動機の状態変数
に、前記高調波の抽出が直流量なので比較的容易と考え
られる、演算速度ωｍ を使用した実施例を示す。以下
、この図の図２と同一部分の説明は省略し、異なる部分
である状態変数演算器４′，高調波周波数測定器７，実
速度推定器８、及び二次抵抗同定器９についてのみ説明
する。
る高調波周波数測定のための三相誘導電動機の状態変数
に、前記高調波の抽出が直流量なので比較的容易と考え
られる、演算速度ωｍ を使用した実施例を示す。以下
、この図の図２と同一部分の説明は省略し、異なる部分
である状態変数演算器４′，高調波周波数測定器７，実
速度推定器８、及び二次抵抗同定器９についてのみ説明
する。
【００１２】高調波周波数測定器７は、状態変数演算器
４′の出力の演算速度ωｍ と式（８） ｆｉ
＝ω２ ／（２π）
（８） から演算された電源周波数ｆｉ を入力して、
演算速度ωｍ に重畳している回転子のスロットリップ
ルに起因する高調波周波数ｆｒ を測定し出力する。こ
こで、高調波周波数ｆｒ は被測定の状態変数が速度な
ので式（７） のＡ＝２で表される。
４′の出力の演算速度ωｍ と式（８） ｆｉ
＝ω２ ／（２π）
（８） から演算された電源周波数ｆｉ を入力して、
演算速度ωｍ に重畳している回転子のスロットリップ
ルに起因する高調波周波数ｆｒ を測定し出力する。こ
こで、高調波周波数ｆｒ は被測定の状態変数が速度な
ので式（７） のＡ＝２で表される。
【００１３】実速度推定器８は、高調波周波数ｆｒ と
電源周波数ｆｉ とを入力して、式（７） （但しＡ＝
２）により実速度ωｍｒを求めて出力する。二次抵抗同
定器９では、式（９） により演算速度ωｍ が実速度
ωｍｒと等しくなるような二次抵抗Ｒ２を求めて同定を
行う。 Ｒ２＝｛１＋∫ｋｒ （ωｍ −ωｍｒ）ｄｔ
｝Ｒ２ｎ
（９） ここで、ｋｒ は同定係数であり、式（５）
のすべり周波数ωｓ の極性と同じ極性をとる。またＲ
２ｎ は二次抵抗の初期値である。状態変数演算器４′
は同定された二次抵抗Ｒ２を用いて速度ωｍ を演算す
る。
電源周波数ｆｉ とを入力して、式（７） （但しＡ＝
２）により実速度ωｍｒを求めて出力する。二次抵抗同
定器９では、式（９） により演算速度ωｍ が実速度
ωｍｒと等しくなるような二次抵抗Ｒ２を求めて同定を
行う。 Ｒ２＝｛１＋∫ｋｒ （ωｍ −ωｍｒ）ｄｔ
｝Ｒ２ｎ
（９） ここで、ｋｒ は同定係数であり、式（５）
のすべり周波数ωｓ の極性と同じ極性をとる。またＲ
２ｎ は二次抵抗の初期値である。状態変数演算器４′
は同定された二次抵抗Ｒ２を用いて速度ωｍ を演算す
る。
【００１４】図３は、高調波周波数測定器７の測定方法
の一例を示したものである。以下、この図について説明
する。高調波周波数推定器７１は、演算速度ωｍ と電
源周波数ｆｉ とを入力して、式（７） の実速度ωｍ
ｒの代わりに演算速度ωｍ を用いて高調波周波数の概
算値ｆｒ ′を求める。バンドパスフィルター７２は周
波数ｆｒ ′のバンドパスフィルターであり、これに演
算速度ωｍ を通すことにより、周波数ｆｒ ′近辺の
周波数の波形のみを抽出することができる。ωｍ ≒ω
ｍｒならば、ｆｒ ′近辺の周波数の波形は、高調波周
波数ｆｒ の波形とみなすことができるので、周波数電
圧変換器７３を通すことにより、高調波周波数ｆｒ を
求めることができる。
の一例を示したものである。以下、この図について説明
する。高調波周波数推定器７１は、演算速度ωｍ と電
源周波数ｆｉ とを入力して、式（７） の実速度ωｍ
ｒの代わりに演算速度ωｍ を用いて高調波周波数の概
算値ｆｒ ′を求める。バンドパスフィルター７２は周
波数ｆｒ ′のバンドパスフィルターであり、これに演
算速度ωｍ を通すことにより、周波数ｆｒ ′近辺の
周波数の波形のみを抽出することができる。ωｍ ≒ω
ｍｒならば、ｆｒ ′近辺の周波数の波形は、高調波周
波数ｆｒ の波形とみなすことができるので、周波数電
圧変換器７３を通すことにより、高調波周波数ｆｒ を
求めることができる。
【００１５】
【発明の効果】三相誘導電動機の回転子の速度を速度セ
ンサを用いず演算で求める速度センサレス速度制御方式
において、本発明による速度センサレス速度制御方式に
よれば変動する電動機定数を用いないで、回転子のスロ
ットリップルで発生する電動機状態変数の高調波周波数
を測定することにより実速度を推定し、二次抵抗変動の
速さよりも十分速く二次抵抗を同定することができるの
で、電動機の温度変動による二次抵抗変動での速度演算
誤差を減少させることができ、過渡特性を悪化させるこ
となく高精度な速度センサレス速度制御が実現できる。
ンサを用いず演算で求める速度センサレス速度制御方式
において、本発明による速度センサレス速度制御方式に
よれば変動する電動機定数を用いないで、回転子のスロ
ットリップルで発生する電動機状態変数の高調波周波数
を測定することにより実速度を推定し、二次抵抗変動の
速さよりも十分速く二次抵抗を同定することができるの
で、電動機の温度変動による二次抵抗変動での速度演算
誤差を減少させることができ、過渡特性を悪化させるこ
となく高精度な速度センサレス速度制御が実現できる。
【図１】図１は、本発明による速度センサレス速度制御
方式の一実施例を示すブロック線図である。
方式の一実施例を示すブロック線図である。
【図２】図２は、従来技術の速度センサレス速度制御方
式の一例を示すブロック線図である。
式の一例を示すブロック線図である。
【図３】図３は、本発明による速度センサレス速度制御
方式に使用する高調波周波数測定手段の一例を示すブロ
ック線図である。
方式に使用する高調波周波数測定手段の一例を示すブロ
ック線図である。
１ 電圧形ＰＷＭインバータ
２ 一次状態変数検出器
３ 三相誘導電動機
４，４′状態変数演算器
５ 速度制御器
６ トルク磁束制御器
７ 高調波周波数測定器
７１ 高調波周波数推定器
７２ バンドパスフィルター
７３ 周波数電圧変換器
８ 実速度推定器
９ 二次抵抗同定器
Claims (1)
- 【請求項１】 電圧形ＰＷＭインバータで給電される
三相誘導電動機の回転子の速度を速度センサまたは位置
センサを用いず演算で求める速度センサレス速度制御方
式において、該電動機の回転子のスロットリップルが原
因で発生する該電動機の状態変数に含まれる高調波の周
波数を測定し、それより該電動機の回転子の実速度を推
定し、それと前記演算で求められた速度との差信号から
該電動機の二次抵抗を同定することを特徴とする速度セ
ンサレス速度制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3022726A JP2634959B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 速度センサレス速度制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3022726A JP2634959B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 速度センサレス速度制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04248389A true JPH04248389A (ja) | 1992-09-03 |
| JP2634959B2 JP2634959B2 (ja) | 1997-07-30 |
Family
ID=12090767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3022726A Expired - Lifetime JP2634959B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 速度センサレス速度制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2634959B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001211689A (ja) * | 2000-01-28 | 2001-08-03 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 速度センサレス電動機制御装置 |
| JP2001211697A (ja) * | 2000-01-28 | 2001-08-03 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 速度センサレス電動機制御装置 |
| WO2009038832A3 (en) * | 2007-06-04 | 2009-05-14 | Eaton Corp | System and method to determine electric motor efficiency nonintrusively |
-
1991
- 1991-01-24 JP JP3022726A patent/JP2634959B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001211689A (ja) * | 2000-01-28 | 2001-08-03 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 速度センサレス電動機制御装置 |
| JP2001211697A (ja) * | 2000-01-28 | 2001-08-03 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 速度センサレス電動機制御装置 |
| JP4592138B2 (ja) * | 2000-01-28 | 2010-12-01 | 東洋電機製造株式会社 | 速度センサレス電動機制御装置 |
| WO2009038832A3 (en) * | 2007-06-04 | 2009-05-14 | Eaton Corp | System and method to determine electric motor efficiency nonintrusively |
| US8010318B2 (en) | 2007-06-04 | 2011-08-30 | Eaton Corporation | System and method to determine electric motor efficiency nonintrusively |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2634959B2 (ja) | 1997-07-30 |
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