JPH01308187A - 誘導電動機の２次抵抗演算方法、制御方法、２次巻線温度推定方法、保護方法、異常検知方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野〕 本発明は、誘導電動機の制御および保護に係り、特に誘
導電動機の２次時定数が変化してもすベリ周波数を常に
適切に制御し、トルクおよび回転速度を高精度に制御し
保護する誘導電動機の制御方法および装置に関する。

〔従来の技術〕

誘導電動機を高速応答、高精度に速度制御する方式とし
てベクトル制御方式がある。ベクトル制御方式にも大別
して２つの方式があるが、現在広く用いられている方式
はすべり周波数制御と呼ぶ方式である。この方式は誘導
電動機磁束を検出する方式のようにホールセンサやサー
チコイルを誘導電動機に取付ける必要がなく構成が簡単
であるが、反面、すべり周波数指令を演算する際に電動
機定数（２次時定数）を演算定数に用いており、これが
実際値と一致しないと誘導電動機１〜ルクはトルク指令
に比例せず、またトルク急変時にトルクが脈動するなど
の不具合が生じる。

その対策としては、２次時定数の実際値を推定し、それ
を演算定数に用いる方法があり、その２次時定数の推定
法としていくつかの方法が提案されている。それらを列
記すると、 （１）２次時定数の変動は２次巻線抵抗が巻線温度によ
り変化することが主原因であるため、電動機内部に温度
計を取付け、固定子温度を測定し、さらにその測定値に
基づいて２次巻線温度を推定し、巻線抵抗の温度係数を
考慮して２次巻線抵抗を演算する方法。

（２）２次時定数の変動により、電動機磁束あるいは誘
導起電力が変動することから、ホールセンサあるいはサ
ーチコイルの信号、あるいは電動機端子電圧により磁束
あるいは起電力を検出し、その変動に基づいて２次時定
数を演算推定する方法。

（３）電動機磁束を強制的に励振し、その際の電動機磁
束検出信号と制御回路中の電動機磁束信号の位相が一致
するように制御回路中の２次時定数を修正し、これによ
り２次時定数を推定する方法。

がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

（１）の方法は、電動機に温度計を取付ける必要がある
ため、その取付は加工が複雑で汎用性に欠ける。

（２）の方法は、ホールセンサやサーチコイルを取付け
る場合には（１）と同様の問題がある。

端子電圧から推定する場合は、低速（低周波数）運転に
おいて、１次電圧に占める誘導起電力の割合が小さくな
りその演算精度が劣化する。１次電圧から１次抵抗降下
を正しく減算すれば起電力の演算精度は向上するが、そ
れとても１次周波数が零近傍では限りがある。特に１次
抵抗が温度等により変化するため十分な精度は得られな
い。したがって低速運転において２次時定数を高精度に
推定することができない。

（３）の方法においても、ホールセンサやサーチコイル
を用いる場合は前述と同様の問題がある。

また、１次電圧からそれらの励振成分（磁束変化に伴う
成分）を検出する場合は、基本波成分との分離が難しい
。なぜなら、励振成分は磁束変化に伴う電動機における
付加的な損失の発生およびトルクの脈動を制御するため
に小さく設定する必要があり、その結果励振成分は基本
波成分にくらへ十分に小さい。そのため１〜ルクや回転
速度の変化により基本波成分が変化した場合、その変化
が励振成分を検出する際の外乱となり易いためである。

また、１次電圧から検出する方法は］−次抵抗の影響を
受ける。なぜなら、１次電圧に含まれる励振成分は磁束
変化によるものの外に、励振電流に関係した１次抵抗降
下が含まれ、１次抵抗が温度等により変化するとその補
償が難しいからである。

本発明の主たる目的は、上述したような従来方法におけ
る不具合を解消し、温度計やホールセンサあるいはサー
チコイル等を電動機に取付ける必要がなく、また電動機
の運転周波数が零の範囲から、基本波成分並びに１次抵
抗の影響を受けることなく、２次時定数を高精度に検出
できる方法および装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記課題は、誘導電動機を電力変換装置により制御する
装置において、電力変換装置の出力電圧又は出力電流の
指令信号に交流信号を重畳し、その出力電流、出力電圧
に含まれる前記交流信号に対応する成分を基本波成分と
分離検出し、それら電圧電流成分に基づいて１次抵抗に
無関係な量を演算し、その値に基づいて電動機の２次抵
抗値を算定することを基本とし、誘導電動機の２次抵抗
を用いてすべり角周波数を演算しすべり角周波数制御を
行う電力変換器による誘導電動機の２次抵抗演算方法に
おいて、前記電力変換器への出力指令値に交流信号を加
え、前記電力変換器の出力電圧に関連した値と該電力変
換器の出力電流に関連した値とに含まれる前記交流信号
に関連した成分を検出し、この検出値に基づいて誘導電
動機の１次抵抗に無関係な値を演算し、この演算値を用
いて誘導電動機の２次抵抗を演算する誘導電動機の２次
抵抗演算方法により達成される。

また、前記出力指令値、前記出力電圧に関連した値、前
記出力電流に関連した値として回転磁界座標系の値を用
いる請求項１記載の誘導電動機の２次抵抗演算方法とし
てもよく、また、前記出力電圧に関連した値として前記
電力変換装置指令値を用い、前記出力電流に関連した値
として前記電力変換器の出力電流検出値を用いた請求項
１または２記載の誘導電動機の２次抵抗演算方法として
もよく、また、前記出力電圧に関連した値として前記電
力変換器の出力電圧検出値を用い、前記出力電流に関連
した値として電流指令値を用いる請求項１または２記載
の誘導電動機の２次抵抗演算方法としてもよく、また、
前記出力電圧に関連した値として前記電力変換器の出力
電圧検出値を用い、前記出力電流に関連した値として前
記電力変換器の出力電流検出値を用いた請求項１または
２記載の誘導電動機の２次抵抗演算方法としてもよく、
また、前記２次抵抗を用いてすべり角周波数制御を行う
請求項１〜５項記載の誘導電動機の制御方法としてもよ
い。

また、誘導電動機の２次抵抗を用いてすべり角周波数を
演算しすべり角周波数制御を行う電力変換器による誘導
電動機の制御方法において、励磁電流基本波成分指令値
工１ｄ＊に交流同定信号を重畳した励磁電流成分指令値
ｉ１ｄ＊と、回転子角周波数指令値ωｒ＊と、回転子の
検出回転速度ωｒと、前記電圧型インバータの出力電流
から検出し変換した励磁電流成分ｊ、　１　ａと、２次
電流成分Ｌ’ｌと、から生成した前記電圧型インバータ
への１次電圧指令の励磁電流軸成分電圧Ｖ１ｑ＊と２次
電流軸成分電圧ｖ１□＊、および前記励磁電流成分］１
ｄと２次電流成分ｉ、Ｑとに含まれる前記交流同定信号
を分離し、この値と誘導電動機の電圧、電流、周波数お
よび１次抵抗を含む諸定数の関係を表わす基本式を用い
て該１次抵抗を含まない量を演算しその量と分離した前
記交流同定信号とに基づいて２次抵抗を演算し、この２
次抵抗を用いてすべり角周波数制御を行う誘導電動機の
制御方法としてもよく、また、誘導電動機の２次抵抗を
用いてすべり角周波数を演算しすべり角周波数制御を行
なう電力変換器による誘導電動機の制御方法において、
励磁電流基本波成分指令値１ｑ６＊に交流同定信号を重
畳した励磁電流成分指令値ｊ１ｄ＊と、前記電圧型イン
バータの出力電流から検出し変換した２次電流成分ｊ１
ｑと、回転子角周波数指令値ωｒ＊と、から前記電圧型
インバータへの電圧ベクトルの振幅指令値Ｖ１＊と内部
相差角指令値δ＊を生成し、この振幅指令値Ｖ１＊と内
部相差角指令値δ＊および前記励磁電流成分ｉ１ｄとに
含まれる前記交流同定信号を分離し、この値と誘導電動
機の電圧、電流、周波数および１次抵抗を含む諸定数の
関係を表わす基本式を用いて該１次抵抗を含まない量を
演算し、その量と分離した前記交流同定信号とに基づい
て２次抵抗を演算し、この２次抵抗を用いてすべり角周
波数制御を行う誘導電動機の制御方法としてもよい。

請求項１〜５のいずれかに記載の２次抵抗の演算値から
誘導電動機の２次巻線温度を推定する誘導電動機の２次
巻線温度推定方法を用いるとよくまた請求項９記載の２
次巻線温度推定値を基準温＝１５− 度値と比較し誘導電動機の過負荷保護を行う誘導電動機
の保護方法を用いるとよく、また、請求項１〜５のいず
れかに記載の２次抵抗の演算値を基準抵抗値と比較し誘
導電動機の過負荷保護を行う誘導電動機の保護方法を用
いてもよい。

さらに、誘導電動機の２次抵抗を用いてすべり角周波数
ωｓを演算しすべり角周波数制御を行う電圧型インバー
タによる誘導電動機の制御装置において、２次抵抗同定
用角周波数指令値ω２＊を入力して互いに位相の異なる
交流同定信号を発生する発信器と、該交流同定信号の一
方と励磁電流基本波成分指令値Ｉ１ｄ＊とを加算し励磁
電流成分指令値ｌＩｄ＊を出力する加算器とからなる交
流同定信号生成部と；該励磁電流成分指令値ｊ、　］、
　ｄ　木と回転子角周波数指令値ωｒ＊と回転子の検出
回転速度ωｒと前記電圧型インバータの出力電流から検
出し変換した励磁電流成分１ｅａと２次電流成分１、ｑ
とに基づき生成した前記電圧型インバータへの１次電圧
指令の励磁電流軸成分電圧Ｖ１ｑ＊と２次電流軸成分電
圧■□９＊、および前記励磁電流成分〕１．と２次電流
成分ｉ□９とに対して、前記互いに異なる交流同定信号
をそれぞれ掛けそれぞれ前記２次抵抗同定用角周波数指
令値ω２＊の整数倍の時間にわたって積分し、前記各電
圧Ｖ１ｑ木、■１９＊、電流〕１ｄ＋　１１ｑの前記２
次抵抗同定用角周波数指令値ωｒ＊成分の各振幅値およ
び位相角Ｖ　ｉａｏ、　　Ｏｖｄ＋　Ｖ１’ｌＯ１１９
Ｖｑ、１＋ｄＯ１０＋＋＋、　ｊｌＱＯｇＯｓｑを演算
する振幅位相角演算手段と；この各振幅値および位相角
Ｖ　１ｄＯ＋　（ｊ　Ｖｄｌ　Ｖｌｑｏ、　　θｖｑ、
１１１ｄＯＩ　　Ｏ１ｄ・　ユ１９０・　θｉｑと、す
べり角周波数ωｓと前記検出回転速度ωｒより得られる
同期角周波数指令値ω木と、前記２次抵抗同定用角周波
数指令値ω２＊を入力し、前記基本式を用いて１次抵抗
ｒ１を含まない式であるＦ式を演算するＦ式演算手段と
；該Ｆ式と、電流の前記振幅値および位相角１．）ｄｏ
＋　　（ｊ＋ｄ＋　１ｔｑＯ１０１Ｑと、前記すべり角
周波数ωｒと、前記２次抵抗同定角周波数指令値ω２＊
を入力し、前記基本式と２次時定数Ｔ２と２次抵抗ｒ２
との関係式Ｔ２＝　（Ｌ２＋１１２）　／　ｒ２とから
２次抵抗ｒ２を演算する２次抵抗演算手段と；を備えた
誘導電動機の制御装置を用いてもよく、また、誘導電動
機の２次抵抗を用いてすべり角周波数制御を行う電圧型
インバータによる誘導電動機の制御装置において、２次
抵抗同定用角周波数指令値ω２＊を入力して互いに位相
の異なる交流同定信号を発生し、該交流同定信号の一方
と励磁電流基本成分指令値■１ｄ＊とを加算し励磁電流
成分指令領主１．＊を生成する交流同定信号生成部と；
該励磁電流成分指令値ｉ１ｄ＊と前記電圧型インバータ
の出力電流から検出し変換した２次電流成分ｉ□９と回
転子角周波数指令値ωｒ＊とに基づき生成した電圧ベク
トルの振幅指令値■□＊と内部相差角指令値δ＊を求め
、このＶ工＊値およびδ＊値より前記電圧型インバータ
への１次電圧指令の励磁電流軸成分電圧■１．＊と２次
電流成分電圧Ｖ□ｑ木を求め、この励磁電流軸成分電圧
ｖ１ｄ木と２次電流成分電圧Ｖ１ｑ＊と前記励磁電流成
分ｉ　１ｄと２次電流成分ｉ　Ｉｑとに対して前記互い
に異なる交流同定信号をそれぞれ掛けそれぞれ前記２次
抵抗同定用角周波数指令値ω２＊の整数倍の時間にわた
って積分し、前記各電圧Ｖ１ｄ＊、■１ｄ大、電流ｉ　
１ｄ、ｊ、１ｑの前記２次抵抗同定用各周波数指令値ω
２＊成分の各振幅値および位相角Ｖ１ｄｏ。

Ｏｖａ、Ｖｌｑ。ＨＶＶ９＋　１　ｘｄＯ，（ｌ　１ｄ
＋　ｉ１ｄ’Ｉ。、０１ｑを演算する振幅位相角演算手
段と；この各振幅値および位相角Ｖ１ｄｏ、ＯＶｄｌ　
Ｖ１ｑｏ＋　　θＶＱ　Ｉ　Ｖ　ｌ　ｄｏ　。

］　１ｄｏ、　θ１ｄｌ　ｉ　Ｉｑｏ、　　Ｏｔｑと、
すべり角周波数ωｓと前記回転子角周波数指令値ωｒ＊
より得られる同期角周波数指令値ω＊とを入力し、前記
基本式を用いて１次抵抗ｒ１を含まない式であるＦ式を
演算するＦ式演算手段と；該Ｆ式と、電流の前記振幅値
および位相角ｉ　１ｄｏ、　θＩｄｌ　１１’ｌｏ＋　
０＋ｑと、前記すべり角周波数ωｓと、前記２次抵抗同
定用角周波数指令値ω２＊を入力し、前記基本式と２次
時定数Ｔ２と２次抵抗ｒ２との関係式Ｔ２＝（Ｌ、、＋
０２）／ｒ２とから２次抵抗ｒ２を演算する２次抵抗演
算手段と；を備えた誘導電動機の制御装置を用いてもよ
い。

〔作用〕

前述したように交流信号に対応した電圧電流成分に基づ
いて、１次抵抗の影響を受けずに２次抵抗を算定する方
法について説明する。

一般に、誘導電動機に対しては、（１）式が成り立つ。

＝２０− ここに、 １□ａ、ｉ、ｑ：１次電流（各々ｄ軸成分とｑ軸成分）
φ２６．φ２．：２次鎖交磁束（ｄ軸、ｑ軸成分）Ｑｌ
、ｆｌ、：１次及び２欣漏れインダクタンスＬ、、Ｌ２
：１次及び２次有効インダクタンスＭ：相互インダクタ
ンス（通常はＭ＝Ｌ□＝Ｌ２）ｒ１ｄｒ２：１次及び２
次抵抗 ωｓ：すべり角周波数 ωｒ＝回転角周波数 ωｒ：１次角周次数 周波数ｌ　υ１．：１次電圧（ｄ軸、ｑ軸成分）この式
によって表わされる誘導電動機を等何回路で表現すると
第３図となる。

（１）式において、電流と電圧は測定できるが、磁束φ
７６．φ２９はサーチコイルやホール素子などをモータ
内部に取り付けない限り直接測定することはできない。

もしも、（１）式における磁束φ２、やφ２ｑが求まれ
ば、（１）式の第３行及び第４行の式を使って未知数の
２次抵抗ｒ２を検出することができる。そこで、磁束を
電流と電圧を使って表現することにする。

（１）式の第１行と第３行の式を連立させ、（２）、（
３）式の関係式を利用すれば、電圧。

電流、磁束の間に次式が成り立つ。

同様に、（１）式の第２行と第４行の式を連立させ、（
２）、（３）式の関係式を利用すれば、次式が成り立つ
。

（４）式や（５）式において電流と電圧は直接検出でき
るので、両式を連立させ、磁束φ２．やφ２．について
解けば、磁束を求めることができる。

ところで、モータ出力を主に生み出す電圧電流の基本周
波数成分は、（１）式に示す回転座標系では直流分とな
るが、２次抵抗を検出するために、下式に示す交流信号
を該直流分に重畳した時の回転座標系の電圧υ１Ｌｄｌ
　υ□９は、υ１　ｄ　”　Ｖ　、、　４゜５ｉｎ（ω
ｒ、ｔ＋θυｄ）十Ｖ１ｄ　　・　（６）υ、ｑ＝Ｖ、
＋＋、　５ｊｎ（ω２ｔ＋θｖ　ｑ）十Ｖ１ｑ　　□・
□’・＋　（７）このとき、電流ｉ１ｑｄ＋　〕、ｑ及
び磁束φ２１．φ２９が次式の応答を示したとする。

ｉ１ｄ＝　］、１ｄ（１５ｉｎ（ω２１＋　０υｄ）＋
Ｉ０．　−−−（８）］　□ｑ”１ｌｑｏ　ｓユｎ（ω
２を十　θ　υ、）＋■、９　　　　　・・　（９）φ
２ｄ”φ２１１０５ｉｎ（ω２ｔ＋θυ、）十Φ２ｄ”
””　（１０）φ２１１−φ２ｑｏｓｉｎ（ω２ｔ＋θ
υｑ）十Φ７ｑ　　　・・（１１）ココニ、Ｖ　Ｈ，ｄ
　Ｉ　Ｖ　１ｑ、Ｉ　ｚ　ｄ　、Ｉ　ｘ　ｑ＋Φ２ｄｌ
Φ２゜は直流分であり、ω２＊は重畳した交流信号の周
波数である。

（６）〜（１１）式を（４）式や（５）式に代入し、磁
束φ２ｄやφ２ｑを求めようとする際、磁束は時間とと
もに値が変化する時間の関数であり、また、直流分が含
まれているので、２次抵抗を検出することは非常に困難
である。そのため、同定信号成分を分離することが必要
となる。そこで、２次抵抗を算出するために加える交流
信号（正弦波信号）を、（８）式で与えられる励磁電流
ｊ１ｑに掛け、交流信号の周期の整数倍における時間に
わたって積分すると次式を得る。

２πｎ ｆ　ｏ”’ｉ、＋・ｓｉｎ　ω２ｔ　ｄｔ＝−］、）。

ｃｏｓθ、６ω２＊ ・−・・・　（１２） ここに、ｎは任意の自然数である。

（１２）式から明らかなように、積分して変換した値は
、時間の関数ではなく、直流分■１ｄにも無関係である
。以上では、交流信号として正弦波信号を使ったが、余
弦波信号を励磁電流ｉ　１ｄに掛け、積分しても同様の
議論が成り立ち、直流分の影響を排除できる。

以上のことから、（４）式と（５）式の両辺に交流信号
（正弦波信号）又は９０度位相のずれた交流信号（余弦
波信号）を掛け、重畳した交流信号の周期の整数倍にお
ける時間にわたって積分すると以下の４式を得る。

＝２４− ω２ｏｚ＋ｏｓｉｎθφｄ十ω工φ２ｑａｅＯ３θφ９
＝舅ｋ［Ｖ、、。ｃｏｓθｖａ−（−ω２（１，−Ｈ２
′）Ｌｄｎ　ｓｉｎθ１ｄ＋ｒ１ｉ、ａ。ｃｏｓθｃ、
＋）＋ω□（１１＋１．’　）ｉ、ｑ、　ｃｏｓθＩ’
１１・・　（１３） ω２φ２．。ｃｏｓθφ、−ωｒφ２．。ｓｉｎθφ。

＝　　ＣＶｘｄｏ　ｓｉｎ＆　ｔｌａ−（ω２（１１＋
１．’　）ｉＬｄｏｃｏｓθ、。

ｒｌ　ｊ、１ｄＯｓｉｎθ＋、）十ω１（ｔ、＋ｔ２’
　）ｉｌｑｏ　ｓｉｎθｌ’！］・・・・・（１４） ω１θ２ｄＯｃｏｓθφｄ−ω２φ２’ｌＯＳ］、ｎＯ
φ９＝ＬＺ３４Ｌ　［ｙ、、。ＣＯ８θυ、＋ω席、＋
ｌ２’　）ｉ、、。５ｉｎ０１９＋ｒ１１　ｘｑｏ　　
ＣＯ８θＩ’１ｌ−（１３１（ｉ１＋　ｔ２′　）ｌ　
１ｄｏ　０Ｏ５Ｑ　ｔｄコ・・・　（１５） 、□φ２．。ｓｉｎθφ６＋ω２φ２ｑｏｃｏｓθφ９
＝ｈ３ｋ　［Ｖｏ、。５ｉｎＯυ、−（ω２０１刊２’
　）ｉｌｑｏ　ｃｏＳＬｑ＋ｒ１ｉ１ｑｏｓｉｎθｓｑ
’ｌ−ωｘｏ□＋　ｔｚ’　）　ｌｘａ。ｓｉ、ｎθｉ
ｄ］・・・・・・（１６） これらの式のうち、（１３）式と（１６）式を連立させ
で解くと、φ２ｄ、ｓｊ、ｎＤφｄ及びφ２＋１００　
ＯＳＯφ１が求まり、（１４）式と（１５）式を連立さ
せて解くと、φ２ｄｏＱ　ＯＳθφｄ及びφＺｑ、　ｓ
　ｉ　ｎ　Ｏφ９が求まる。

ところで、磁束を与える（１３）式と（１６）式には１
次抵抗ｒ工が含まれている。この１次抵抗は前述の如く
、電動機と制御装置間をつなぐ電力配線の設置方法によ
って変わる」二、電動機の運転状態によって変動する巻
線温度の影響をも大きく受ける。そこで、磁束と電流の
ｓｉｎ成分同志、及びｃｏｓ成分同志を掛は合わせし、
互いに加算した量を求めてみる。（１３）式から（１６
）式で求まる磁束を使って計算すると次式を得る。

＋ω２Ｖ、−ｄｏ　１ｘｄＤＳｌｎ（θｖｄ−０Ｉｄ）
−ω１Ｖ１ｑＩ、ｉ　、ｑＩ、ｃｏｓ（０υｑ　ＯＪ今
、（１７）式に示す様にＦと置くことにするが、（１７
）式は１次抵抗ｒ１を含まない式である。このＦは、検
出した電圧、電流より求まる１次抵抗に無関係な値であ
る。

次に、２次抵抗ｒ２とＴ　２　＝　（Ｌ　２　十Ｑ　２
　）　／　ｒ　２の関係にある２次時定数Ｔ２を使って
、（１７）式の左辺を表現することにする。

先ず、（１）式の第３行と第４行の式に、（８）式から
（１１）式で与えられる電流と磁束の式を代入する。そ
して、重畳した交流信号成分、又は９０度位相のずれた
交流信号成分を掛け、交流信号の周期の整数倍にわたっ
て積分すると以下の４式％式％１８） これらの式で求まる磁束を使って、（１７）式の左辺を
計算すると次式を得る。

（φ２．。ｉｌａ。ｃｏｓ（０＃ｄ−ＬＪ＋φ２．。ｉ
、ｑ。ｃｏｓ（ｏ＃ｑ−ｏ＋ｑ））’（２２）式と（１
７）式は等しいので、両式がらＴ。

を求めて、ｒ７を計算すると次式を得る。

ａ：（２Ｆ−１）（ω２＊２＋ωｓ′）−４ω２＊ωｓ
Ｋ・・（２５）以上の式に基づいて２次抵抗を推定し、
この値に使ってすべり角周波数を制御すれば、高精度な
電動機制御が可能である。

なお当然ではあるが、２次抵抗Ｖ、が求ま九ば、Ｔ２−
（Ｌ２＋０．）／ｒ２より２次時定数も求まる。

〔実施例〕

本発明は、上述の原理に基づくものであり、本発明の実
施例について説明すると以下の通りである。本発明にお
ける一実施例の回路構成を表わすブロック線図を第］−
図に示す。

図は誘導電動機上を電圧制御型電力変換器で制御する制
御装置を示しており、図において、２は電圧制御型電力
変換器であり、変換器２により誘導電動機１が制御され
る。３は、誘導電動機１の回転速度を検出する回転速度
検出器であり、その出力信号は、回転子角周波数を極対
数２倍する係数乗算器４に伝えられる。誘導電動機１の
Ｕ相、■相、Ｗ相の各巻線には、各相の一次電流に対応
した電流帰還信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力する１次電流
検出器５ａ、５ｂ、５ｃが設けられている。

この１次電流検出器の出力信号は、３相−２相変換器６
に送られ、変換器６では、誘導電動機上の同期角周波（
２次鎖交磁束ベクトルの角周波数〕ω□で回転し、互い
に直交する回転座標系の２構成分、すなわち、励磁電流
成分ｉ１）と２次電流成分ｉ１ｄに変換する。このうち
、２吹電電流分ｉ１ｑは、すべり角周波数指令演算器７
に伝送される。

すべり角周波数指令演算器７では、励磁電流指令値ｊ１
．＊と検出した２次電流成分〕１ｄ及び２次抵抗等の定
数を使って、すべり角周波数の指令値ωｓ＊を演算する
。このすべり角周波数ωｓ木はωｓ’ｌ’＝　（ｒｚ／
　（Ｌｚ＋Ｒ２））　・（ｘ、ｑ／　〕１ｄ＊）＝（１
／Ｔ、）・（１□ｑ／ｉ１ｄ＊）によって演算できるの
で、２次時定数を使ってもωｓ＊を求めることができる
。そして、このすべり角周波数指令値ωｓ＊は加算器９
に送られ、そこで、」二記した係数乗算器４の出力Ｐω
ｒと加算され、上記の誘導電動機同期角周波数ω＊が出
力される。１１は、上記角周波数ω＊を積算して２次鎖
交磁束ベク１ヘルの位相角指令値Ｏ＊を出力する位相角
演算器であり、出力信号は、関数発生器１２に送られる
。

関数発生器１２では、位相角指令θ＊に対応した正弦波
信号ｓｊ、ｎＯ＊及び余弦波信号Ｃ０８Ｏ＊を発生し、
３相−２相変換回路６と２相−３相電圧変換回路１−３
に信号を送る。回転速度検出器３で検出された回転子角
周波数ωｒは比較器１４にも送られ、回転子角周波数指
令値ωｒ＊と比較される。

速度調節器］５は、回転子角周波数の偏差を増幅し、２
次電流の指令値］１ｄ＊を出力する。１５と１７は、そ
れぞれ、上記励磁電流成分〕１．と励磁電流指令ｊ１ｑ
＊を比較する比較器、及び、２次電流成分ｉｉｄと２次
電流指令値Ｊ１ｄ＊を比較する比較器である。１８と１
９は、各々、比較器１６及び１７により検出された励磁
電流偏差（■、＊−ｊ１ｄ）と２次電流偏差（１□ｑ＊
−１，ｑ）を増幅し、誘導電動機１の励磁電流成分ｉ１
ｑ及び２次電流成分ユ１ｑが常に所定の上記励磁電流指
令よ１ｑ＊及び」−記２次電流指令］、９＊に等しくな
るように、−次電圧指令の励磁電流軸の成分ｖ１ｄ＊及
び２次電流軸の成分■１ｄ＊を制御する電流調節器であ
る。

１３は、該成分■１ｄ＊と■、ｑ＊を３相の電圧指令Ｖ
ｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する２相−３相座標変換器
である。

ところで、前述の如く、すベリ角周波数指令演算器７で
、すべり角周波数の指令値ωｓ＊を演算する際、２次抵
抗を使う。この抵抗設定値が、実際の電動機定数と異な
る場合には、磁束変動が生じ、制御性能が大幅に低下す
るが、本発明では、以下の様に、２次抵抗算定器旦で２
次抵抗を算定する。２次抵抗算定器５０は大きくは４つ
の部分からなる。第１の構成要素である発振器２０は、
角周波数ωｓ＊で振動する正弦波信号と余弦波信号を出
力する。正弦波信号は増幅器２１で適当な大きさに増幅
され、大きさ１１ｄ。木、角周波数ω２＊の交流信号と
なる。この信号は、加算器２２に送られ、通常運転時に
は直流成分である励磁電流基本波成分指令値工１ｄ＊と
加算され、励磁電流指令ｉｉａ＊を作る。この励磁電流
指令ｉ１ｄ＊によって装置は制御されるので、１次電流
検出器５ａ。

５ｂ、５ｃで検出された電流信号には交流信号に対応し
た角周波数ω２＊成分が含まれており、当然それらを３
相−２相変換した励磁電流指令ｉ　１ｄや２次電流成分
１１ｑにも、角周波数ω２＊成分が含まれている。一方
、励磁電流指令値ｉ１ｄ＊に交流信号による脈動成分が
重畳されていると指令値に対応した１次電流を流すよう
に、−次電圧指令の励磁電流軸成分Ｖ１ｄ木の中にも、
算定信号角周波数成分が含まれる。同様に、２次電流成
分ｉｌｌに含まれる脈動成分を流すように、１次電圧指
令の２次電流構成分Ｖｌｑ’！’の中にも交流信号角周
波数ω２＊成分が含まれる。これらの電圧指令値及び検
出した電流信号は、交流信号の角周波数に対応した電圧
、電流ベクＩ・ルの振幅値及び位相角を検出する交流信
号周波数成分検出器又１に送られる。

第２の構成要素である算定信号周波数成分検出器２３に
は、発振器２０から出力される正弦波信号と余弦波信号
が入力され、各バク１ヘルの振幅値及び位相角を検出す
る際に利用される。交流信号周波数成分検出器２３は４
つの回路から成り、−次電圧指令の励磁電流軸成分Ｖ　
＋、　ｄ　＊及び２次電流構成分Ｖ１ｑ＊、それに、検
出した励磁電流成分１１ｄと２次電流成分ｉ１ｑは、各
々２３ｃ、２３ｄ。

２３ａ、２３ｂに取り込まれる。各回路では、入力信号
にｓ　ｉ、　ｎω２＊を又はｃｏｓω２＊ｔを掛け、そ
の値を交流信号の周期の整数倍における時間にわたって
積分する。そして、正弦波を掛けて積分した値と余弦波
を掛けて積分した値から各入力信号の振幅値と位相角を
演算し、値を出力する。各回路２３ｃ、２３ｄ、２３ａ
、２３ｂで演算された１次電圧指令の励磁電流軸成分Ｖ
１ｑ木、２次電流構成分Ｖ　１ｑ　＊、それに、検出し
た励磁電流成分ｉ１ｄと２次電流成分ｊ１ｄなどの各成
分に含まれる交流信号周波数成分の振幅値及び位相角は
、第３の構成要素である演算器２４に取り込まれる。演
算器２４には交流信号の角周波数ω２＊と同期角周波数
指令値ω＊も入力され、（１７）式に示した１次抵抗ｒ
１に無関係な量の計算が行なわれる。

その演算結果Ｆは、第４の構成要素である２次抵抗算定
回路２５に送られる。この２次抵抗算定回路２５には、
演算結果Ｆの他に、励磁電流成分１１、と２次電流成分
ｉｉｄに含まれる交流信号角周波数成分の振幅値及び位
相角、さらに、交流信号の角周波数ω２＊とすべり角周
波数指令値ωｓ＊が入力される。そして、回路２５内で
は、（２３）式で決まるにの値とＦ、ωｓ＊、ωｒ＊を
使って（２４）式の演算が行なわれ、２次抵抗ｒ２＊が
演算される。求まった抵抗値はすべり角周波数指令演算
器７に伝えられ、すべり角周波数指令値ωｓ＊を演算す
る際に使われる。

以上によれば、誘導電動機の電流と印加電圧に含まれる
交流信号周波数成分から、１次抵抗ｒ１に影響されるこ
となく２次抵抗を求めることができ、すべり角周波数を
高精度で制御できる。

また、本発明は電圧制御形電力変換器に限らず電流制御
形電力変換器を用いたものにも適用できる。その場合、
変換器の電流指令信号と電動機電圧に基づいて同様の演
算を行い、同様に２次抵抗を算定できることは明らかで
ある。

第２図は本発明の他の実施例である。この例では、誘導
電動機の回転速度を検出する回転速度検出器が省略され
ている。以下、本装置の構成を述べる。電力変換器２は
３相出力電圧指令信号Ｖｕ＝３５− ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて誘導電動機１に交流電圧
を供給する。制御装置の基本構成は、積分器１１により
同期角周波数指令ω＊を積分して得られる位相基準信号
θ＊を基準として、電動機１の１次電流に含まれる励磁
電流成分ｊ１．及び２次電流成分ｉ１ｑを検出する電流
検出器６′、該電流成分ｊ１ｄ及びｉ工９より同期角周
波数指令ω＊を制御する周波数制御器３０、さらに、１
ｉ１ｄω＊、及び電動機の電機定数に基づいて電圧ベク
トルの振幅指令値Ｖ□＊と内部相差角指令値δ＊（１次
電圧と内部誘導起電力との位相差）を演算する電圧指令
演算器３１、及びＶ□＊、δ＊、Ｏ＊に基づいて３相出
力電圧基準信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、ＶＷ＊を演算する３相
電圧指令演算器１３′からなる。

次に、電圧指令演算器３１及び周波数制御器立見の詳細
な構成について説明する。

先ず、電圧指令演算器３１について説明する。

電圧ベクトルの振幅値ｖ１と内部相差角δは電動機の各
電流成分〕ｘ’＋　１１ｑ及び電動機定数に基づいて次
式より求まる。

・・・・　（２６） Ｖ、＝　（Ｅ′＋ωＬａ　ｉ、ａ＋ｒよ１１ｑ）　ｃ０
３δ（ｒｌｉ、＋−ωＬａ　１１ｑ）ｓｉｎδ・・・　
（２７） ここに、Ｅ’＝ωＭｉ１ｄ＝ωφ φ：２次磁束鎖交数 Ｍ：相互インダクタンス Ｌａ：漏れインダクタンス ところで、（２６）式と（２７）式を見ると明らかなよ
うに、これらの式には、ωｒ　　ｉ１ｄ＋　ｉｌｑ等の
制御変数同志の乗除算が多く、式が複雑である。

そこで、ｖよ及びδの演算を実用上さしつかえない範囲
で簡単化すると次式を得る。

δ＝δえ一δｒ ・　・（２８） Ｖ、　　−＝　　（ωＭｉ１ｄ＋ｒ、ｊ、、ｑ）　　ｃ
ｏｓδ　−ｒｌｉ　Ｘｄ　ｓｉｎδ・・　　（２９） 電圧指令演算器３１では、上述の（２８）式と（２９）
式に従い、変数ω＊＋　ｌ　＋、’Ｉ　＊ｌ　ｉ１ｄｄ
　＊に応じて相電圧の振幅値及び内部相差角の指令値■
１＊とδ＊を演算する。ここで、３２から３４は各々ｓ
ｊｎ。

ｃｏｓ及び変数Ｘの逆数でテーブル化しま たｔａｎ−”（−）の関数器、３５は乗算器、４０から
４４は係数器である。係数器のうち４０を除くものは全
て励磁電流指令値ｊ１．＊の値によって時々刻々値が変
化する。

次に、周波数制御器３０について簡単に触れる。

すべり角周波数ωｓは、２次電流に比例し、励磁電流に
反比例するので、２次電流の検出値１１９と励磁電流指
令値］１ｄ＊をすベリ角周波数演算器７に取り込み、そ
こで、２次抵抗ｒ、を使ってすヘリ角周波数推定値ωｓ
を演算する。そして、推定値ωｓとと周波数指令ωｒ＊
とを加算して同期周波数指令値ω＊とじて出力する。

１１は積分器で、位相基準信号０才を出力する。

］−３′は３相出力電圧指令演算器で、θ木にδ＊を加
算した値（０＊＋δ＊）及び■１＊より、３相出力電圧
指令信号Ｖ　ｕ　＊　、　Ｖ　ｖ　＊　、　Ｖ　ｗ　＊
を演算し、この信号に基づいて電力変換器２の出力電圧
を制御する。

２次抵抗算定器５０は第１図の算定器と同じであり、大
きくは４つの部分から構成される。

発振器２０は角周波数ωｒ＊の正弦波信号及び余弦波信
号を出力する。そして、一方の信号（正弦波信号）は増
幅器２］で増幅されて、加算器２２で励磁電流基本波成
分指令値工１．＊と加算され、励磁電流指冷値■１ｄ才
が出力される。

第２の構成要素である交流信号成分検出器２３には、発
振器２０から出力される正弦波信号と余弦波信号が入力
され、交流信号の周波数に対応した成分のベクＩ・ル振
幅値及び位相角を検出する際に利用される。

本実施例では、交流信号成分検出器２３は大きく３つの
回路からなり、電圧ベクトルの振幅値ｖ１＊と内部相差
角δ＊は回路２３ｅに送られ、検出した励磁型に送られ
る。電圧ベクトルの振幅値と内部相差角を使えば、電圧
の励磁電流軸成分Ｖ１ｑ＊及び２次電流構成分■１．＊
が求まるので、第１図の場合と同じ議論が成り立ち、Ｖ
１ｄ＊とＶ１ｄ＊に含まれる交流信号成分の振幅値及び
位相角Ｖ　１　ｄｌ　ｇ　　ＯＶｄ　ｇ　ｖ、ｑｏ　ｌ
　　θヮ、を２３ｅから出力できる。同様に、検出した
励磁電流成分１□６と２次電流成分ｉ１ｑに含まれる交
流信号成分の振幅値及び位相角ｉ　１ｄ。、　Ｏｉｄ、
　１１ｑＯ＋　ｅＩｑは各々、回路２３ａ、２３ｂから
出力される。第３の構成要素である演算器２４は、交流
信号成分検出器２３から出力された信号を入力し、交流
信号の角周波数ω２＊と同期角周波数指令値ω＊を使っ
て（１７）式に示した１次抵抗ｒ工に無関係な量の計算
を行なう。その演算結果Ｆは第４の構成要素である２次
抵抗算定回路２５に送られる。この２次抵抗算定回路２
５には、演算結果Ｆの他に、励磁電流成分ｊ１．と２次
電流成分ｉ１ｑに含まれる交流信号成分の振幅値及び位
相角、さらに、交流信号の角層＝４０− 波数ω２＊とすべり角周波数指令値ωｓ＊が入力される
。そして、回路２５内では、（２３）式で決まるＫの値
とＦ、ωｓ＊、ω２＊を使って（２４）式の演算が行な
われ、２次抵抗ｒ、＊が演算される。

求まった抵抗値は、すべり角周波数指令演算器７に伝え
られ、すべり角周波数指令値ωｓ＊を演算する際に使わ
れる。

以上のように、誘導電動機の回転速度を検出しない、構
成が簡単な制御装置にも、第１図の場合と同様に適用で
きる。本実施例では、安価に装置を構成できる効果があ
る。

なお、以」二に述べた事柄は、説明を解り易くするため
にアナログ回路によるブロックで実施例を説明したが、
マイクロプロセッサ等を用いたディジタル制御でも、同
様に実施できることはもちろんである。

ところで、一般に、回転子の２次抵抗は次式に示すよう
に温度によって変わる。すなわち、任が。

の温度Ｔ　ｅｍｐにおける２次抵抗値Ｒ７は、基準とな
る温度Ｔ　ｅｍｐｏにおける基準抵抗値Ｒｚｏと、２次
抵抗の温度係数α２との関数で表わせる。

Ｒ２＝　Ｒ２ｏ（１＋α２（Ｔｅｍｐ　−Ｔｅｍｐｏ）
）　−（３０）したがって、前述した同定法に基づいて
、ある時間毎に演算して求めた２次抵抗の値が、電動機
の運転に伴ってどのように変って行くかを観測していれ
ば、電動機の２次巻線の温度、さらには回転子の温度の
推移を推定できる。この推定した温度Ｔｅｍｐ’　と基
準の温度Ｔ　ｅｍｐｏとを比較し、その差（Ｔｅｍｐ’
　−Ｔｅｍｐｏ）が許容温度差を越えた場合には、電動
機を保護するために通電々流を切るあるいは抑えること
、また、警報を発する等の過負荷保護をすることができ
る。なお、推定した温度と比較する基準の温度として、
許容限界温度Ｔｅｍｐｌを使い、比較、判定により過負
荷保護をすることもできる。

当然ではあるが、基準の温度における基＄２次抵抗値Ｒ
２Ｔｅｍｐｏと同定した２次抵抗Ｒ２を比較し、その差
（Ｒ２Ｔｅｍｐ’　−Ｒ，Ｔｅｍｐｏ）が許容抵抗差を
越えた時、又は、基準２次抵抗値として許容限界温度Ｔ
　ｅｍｐｌにおける２次抵抗値Ｒ２Ｔｅｍｐｌを選び、
Ｒ７と比較してＲ２がＲ７Ｔｅｍｐｌを越えた時に、過
負荷保護を行なうというように、２次抵抗値で判定する
こともできる。

ところで、電動機の回転子に巻かれた２次巻線には、回
転に伴う曲げ応力や、通電々流による発熱によって生し
る熱応力等の各種の力がくり返し加わり、長い年月の間
に、２次巻線の断線や短絡等を引き起こす場合がある。

この場合、磁気的なアンバランスが発生するため、放置
して置くと電動機に異常振動などが発生して電動機の寿
命を著しく縮め、場合によっては破壊に至ることもある
。

そこで、２次巻線の断線や短絡が生しると、２次抵抗が
大きく変化することに着目して、異常を診断し対策を講
しる。すなわち、２次巻線の抵抗値を、ある時間毎に同
定し、その値の変化を観ＩＩＩして置く。そして、電動
機に流れ込む電流や、印加している電圧、さらに電動機
の出力などが、急に大きく変化していないのにもかかわ
らず、同定した２次巻線の抵抗Ｒ２が急変した時に警報
を発生することにより異常有無の判定にも利用でき、適
切な保護対策をとることができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、制御装置の電圧指令と電動機に流れる
電流に含まれる交流信号成分を使って２次抵抗を算定し
制御するので、電動機の内部にサーチコイルを巻く必要
はなく、また、電動機内部の温度状態によって変わる一
次抵抗変動にも影響されずに、停止時から負荷運転時ま
で、全ての範囲にわたってトルクや電圧の変動を防止で
き、高精度に電動機を制御できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す制御システムブロック
図、第２図は他の実施例を示すブロック線図、第３図は
誘導電動機の等価回路図である。 １　誘導電動機、２・・電力変換器、 ５ａ、５ｂ、５ｃ・・−次電流検出器、６・・・３相−
２相変換器、 ７・すべり角周波数指令演算器、 且・　２次抵抗算定器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、誘導電動機の２次抵抗を用いてすべり角周波数を演
   算しすべり角周波数制御を行なう電力変換器による誘導
   電動機の２次抵抗演算方法において、前記電力変換器へ
   の出力指令値に交流信号を加え、前記電力変換器の出力
   電圧に関連した値と該電力変換器の出力電流に関連した
   値とに含まれる前記交流信号に関連した成分を検出し、
   この検出値に基づいて誘導電動機の１次抵抗に無関係な
   値を演算し、この演算値を用いて誘導電動機の２次抵抗
   を演算することを特徴とする誘導電動機の２次抵抗演算
   方法。 ２、前記出力指令値、前記出力電圧に関連した値、前記
   出力電流に関連した値として回転磁界座標系の値を用い
   ることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の２次抵
   抗演算方法。 ３、前記出力電圧に関連した値として前記電力変換器へ
   の電圧指令値を用い、前記主力電流に関連した値として
   前記電力変換器の出力電流検出値を用いたことを特徴と
   する請求項１または２記載の誘導電動機の２次抵抗演算
   方法。 ４、前記出力電圧に関連した値として前記電力変換器の
   出力電圧検出値を用い、前記出力電流に関連した値とし
   て電流指令値を用いることを特徴とする請求項１または
   ２記載の誘導電動機の２次抵抗演算方法。 ５、前記出力電圧に関連した値として前記電力変換器の
   出力電圧検出値を用い、前記出力電流に関連した値とし
   て前記電力変換器の出力電流検出値を用いたことを特徴
   とする請求項１または２記載の誘導電動機の２次抵抗演
   算方法。 ６、前記２次抵抗を用いてすべり角周波数制御を行なう
   請求項１〜５項のいずれいかに記載の誘導電動機の制御
   方法。 ７、誘導電動機の２次抵抗を用いてすべり角周波数を演
   算しすべり角周波数制御を行なう電力変換器による誘導
   電動機の制御方法において、励磁電流基本波成分指令値
   Ｉ＿１＿ｄ＊に交流同定信号を重畳した励磁電流成分指
   令値ｉ＿１＿ｄ＊と、回転子角周波数指令値ω＿ｒ＊と
   、回転子の検出回転速度ω＿ｒと、前記電圧型インバー
   タの出力電流から検出し変換した励磁電流成分ｉ＿１＿
   ｄと、２次電流成分ｉ＿１＿ｑと、から生成した前記電
   圧型インバータへの１次電圧指令の励磁電流軸成分電圧
   Ｖ＿１＿ｄ＊と２次電流軸成分電圧Ｖ＿１＿ｑ＊、およ
   び前記励磁電流成分ｉ＿１＿ｄと２次電流成分ｉ＿１＿
   ｑと、に含まれる前記交流同定信号を分離し、この値と
   誘導電動機の電圧、電流、周波数および１次抵抗を含む
   諸定数の関係を表わす基本式を用いて該１次抵抗を含ま
   ない量を演算し、この量と分離した前記交流同定信号と
   に基づいて２次抵抗を演算し、この２次抵抗を用いてす
   べり角周波数制御を行なう誘導電動機の制御方法。 ８、誘導電動機の２次抵抗を用いてすべり角周波数を演
   算しすべり角周波数制御を行なう電力変換器による誘導
   電動機の制御方法において、励磁電流基本波成分指令値
   Ｉ＿１＿ｄ＊に交流同定信号を重畳した励磁電流成分指
   令値ｉ＿１＿ｄ＊と、前記電圧型インバータの出力電流
   から検出し変換した２次電流成分ｉ＿１＿ｑと、回転子
   角周波数指令値ω＿ｒ＊と、から前記電圧型インバータ
   への電圧ベクトルの振幅指令値Ｖ＿１＊と内部相差角指
   令値δ＊を生成し、この振幅指令値Ｖ＿１＊と内部相差
   角指令値δ＊および前記励磁電流成分ｉ＿１＿ｄと２次
   電流成分ｉ＿１＿ｑに含まれる前記交流同定信号を分離
   し、この値と誘導電動機の電圧、電流、周波数および１
   次抵抗を含む緒定数の関係を表わす基本式を用いて該１
   次抵抗を含まない量を演算し、その量と分離した前記交
   流同定信号とに基づいて２次抵抗を演算し、この２次抵
   抗を用いてすべり角周波数制御を行う誘導電動機の制御
   方法。 ９、請求項１〜５のいずれかに記載の２次抵抗の演算値
   から誘導電動機の２次巻線温度を推定することを特徴と
   する誘導電動機の２次巻線温度推定方法。 １０、請求項９記載の２次巻線温度推定値を基準温度値
   と比較し誘導電動機の過負荷保護を行うことを特徴とす
   る誘導電動機の保護方法。 １１、請求項１〜５のいずれかに記載の２次抵抗の演算
   値を基準抵抗値と比較し誘導電動機の過負荷保護を行う
   ことを特徴とする誘導電動機の保護方法。 １２、誘導電動機の２次抵抗を用いてすべり角周波数ω
   ＿ｓを演算しすべり角周波数制御を行う電圧型インバー
   タによる誘導電動機の制御装置において、２次抵抗同定
   用角周波数指令値ω＿２＊を入力して互いに位相の異な
   る交流同定信号を発生する発信器と、該交流同定信号の
   一方と励磁電流基本波成分指令値Ｉ＿１＿ｄ＊とを加算
   し励磁電流成分指令値ｉ＿１＿ｄを出力する加算器とか
   らなる交流同定信号生成部と；該励磁電流成分指令値ｉ
   ＿１＿ｄ＊と回転子角周波数指令値Ｗｒ＊と回転子の検
   出回転速度ω＿ｒと前記電圧型インバータの主力電流か
   ら検出し変換した励磁電流成分ｉ＿１＿ｄと２次電流成
   分ｉ＿１＿ｑとに基づき生成した前記電圧型インバータ
   への１次電圧指令の励磁電流軸成分電圧Ｖ＿１＿ｄ＊と
   ２次電流軸成分電圧Ｖ＿１＿ｑ＊、および前記励磁電流
   成分ｉ＿１＿ｄと２次電流成分ｉ＿１＿ｑとに対して、
   前記互いに異なる交流同定信号をそれぞれ掛けそれぞれ
   前記２次抵抗同定用角周波数指令値ω＿２＊の整数倍の
   時間にわたって積分し、前記角電圧Ｖ＿１＿ｄ＊、Ｖ＿
   １＿ｑ＊、電流ｉ＿１＿ｄ、ｉ＿１＿ｑの前記２次抵抗
   同定用角周波数指令値ω＿２＊成分の各振幅値および位
   相角Ｖ＿１＿ｄ＿ｏ、θ＿ｖ＿ｄ、Ｖ＿１＿ｑ＿ｏ、θ
   ＿ｖ＿ｑ、ｉ＿１＿ｄ＿ｏ、θ＿ｉ＿ｄ、ｉ＿１＿ｑ＿
   ｏ、θ＿ｉ＿ｑを演算する振幅位相角演算手段と；この
   各振幅値および位相角Ｖ＿１＿ｄ＿ｏ、θ＿ｖ＿ｄ、Ｖ
   ＿１＿ｑ＿ｏ、θ＿ｖ＿ｑ、ｉ＿１＿ｄ＿ｏ、θ＿ｉ＿
   ｄ、ｉ＿１＿ｑ＿ｏ、θ＿ｉ＿ｑと、すべり角周波数ω
   ＿ｓと前記検出回転速度ω＿ｒより得られる同期角周波
   数指令値ω＊と、前記２次抵抗同定用角周波数指令値ω
   ＿２＊を入力し、前記基本式を用いて１次抵抗ｒ＿１を
   含まない式であるＦ式を演算するＦ式演算手段と；該Ｆ
   式と、電流の前記振幅値および位相角ｉ＿１＿ｄ＿ｏ、
   θ＿ｉ＿ｄ、ｉ＿１＿ｑ＿ｏ、θ＿ｉ＿ｑと、前記すべ
   り角周波数ω＿ｓと、前記２次抵抗同定角周波数指令値
   ω＿２＊を入力し、前記基本式と２次時定数Ｔ＿２と２
   次抵抗ｒ＿２との関係式Ｔ＿２＝（Ｌ＿２＋ｌ＿２）／
   ｒ＿２とから２次抵抗ｒ＿２を演算する２次抵抗演算手
   段と；を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置
   。 １３、誘導電動機の２次抵抗を用いてすべり角周波数制
   御を行う電圧型インバータによる誘導電動機の制御装置
   において、２次抵抗同定用角周波数指令値ω＿２＊を入
   力して互いに位相の異なる交流同定信号を発生し、該交
   流同定信号の一方と励磁電流基本成分指令値Ｉ＿１＿ｄ
   ＊とを加算し励磁電流成分指令値ｉ＿ｉ＿ｄ＊を生成す
   る交流同定信号生成部と；該励磁電流成分指令値ｉ＿１
   ＿ｄ＊と前記電圧型インバータの出力電流から検出し変
   換した２次電流成分ｉ＿１＿ｑと回転子角周波数指令値
   ω＿ｒ＊とに基づき生成した電圧ベクトルの振幅指令値
   Ｖ＿１＊と内部相差角指令値δ＊を求め、このＶ＿１＊
   値およびδ＊値より前記電圧型インバータへの１次電圧
   指令の励磁電流軸成分電圧Ｖ＿１＿ｄ＊と２次電流成分
   電圧Ｖ＿１＿ｑ＊を求め、この励磁電流軸成分電圧Ｖ＿
   １＿ｄ＊と２次電流成分電圧Ｖ＿１＿ｑ＊と前記励磁電
   流成分ｉ＿１＿ｄと２次電流成分ｉ＿１＿ｑとに対して
   前記互いに異なる交流同定信号をそれぞれ掛けそれぞれ
   前記２次抵抗同定用角周波数指令値ω＿２＊の整数倍の
   時間にわたって積分し、前記各電圧Ｖ＿１＿ｄ＊、Ｖ＿
   １＿ｑ＊、電流ｉ＿１＿ｄ、ｉ＿１＿ｑの前記２次抵抗
   同定用各周波数指令値ω＿２＊成分の各振幅値および位
   相角Ｖ＿１＿ｄ＿ｏ、θ＿ｖ＿ｄ、Ｖ＿１＿ｑ＿ｏ、Ｖ
   ＿ｖ＿ｑ、ｉ＿１＿ｄ＿ｏ、θ＿ｉ＿ｄ、ｉ＿１＿ｑ＿
   ｏ、θ＿ｉ＿ｑを演算する振幅位相角演算手段と；この
   各振幅値および位相角Ｖ＿１＿ｄ＿ｏ、θ＿ｖ＿ｄ、Ｖ
   ＿１＿ｑ＿ｏ、θ＿ｖ＿ｑ、Ｖ＿ｉ＿ｄ＿ｏ、ｉ＿１＿
   ｄ＿ｏ、θ＿ｉ＿ｄ、ｉ＿１＿ｑ＿ｏ、θ＿ｉ＿ｑと、
   すべり角周波数ω＿ｓと前記回転子角周波数指令値ω＿
   ｒ＊より得られる同期角周波数指令値ω＊とを入力し、
   前記基本式を用いて１次抵抗ｒ＿１を含まない式である
   Ｆ式を演算するＦ式演算手段と；該Ｆ式と、電流の前記
   振幅値および位相角ｉ＿１＿ｄ＿ｏ、θ＿ｉ＿ｄ、ｉ＿
   １＿ｑ＿ｏ、θ＿ｉ＿ｑと、前記すべり角周波数ω＿ｓ
   と、前記２次抵抗同定用角周波数指令値ω＿２＊を入力
   し、前記基本式と２次時定数Ｔ＿２と２次抵抗ｒ＿２と
   の関係式Ｔ＿２＝（Ｌ＿２＋ｌ＿２）／ｒ＿２とから２
   次抵抗ｒ＿２を演算する２次抵抗演算手段と；を備えた
   ことを特徴とする誘導電動機の制御装置。