JPH04166723A - インピーダンス二値化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インピーダンス二値化回路に関する。

本発明のインピーダンス二値化回路はたとえば、レベル
センサ、タッチセンサ、断線センサなどのアナログ信号
電圧を二値化するのに用いることができる。

Ｕ従来の技術］ 従来のインピーダンス二値化回路は、一般にオペアンプ
を用い、その参照電圧入力端に一定の参照電圧を印加し
、その信号電圧入力端に信号電圧を入れて二値化してい
る。したがって、インピーダンス変化は信号電圧変化に
変換された後、このインピーダンス二値化回路により二
値化される例えば、従来のレベルセンサにより液位を検
出する場合、一対の電極棒間の抵抗（インピーダンス）
を電圧変換し、この電圧値（アナログ信号電圧）を１個
のコンパレータで一定の参照電圧と比較して、二値化し
ている。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら上記した従来のインピーダンス二値化回路
では、たとえば液面が電極棒の下端すれすれの状態であ
る場合などにおいて、液面が波動したりして出力がふら
ついたり誤動作する場合かある。

特に、この問題は検出感度を向上すればするほど、頻繁
に発生する。

本発明は、このような問題に鑑みなされたものであり、
信号電圧及び参照電圧のレベルを連動して変更して被測
定インピーダンスの変動により出力ハンチングを防止す
るインピーダンス二値化回路を提供することをその目的
としている。

［課題を解決するための手段］ 本発明のインピーダンス二値化回路は、二値化すべき被
検出インピーダンスに接続される信号電圧入力端の信号
電圧と所定の第１参照電圧とを比較して増幅する比較増
幅部と、内蔵抵抗及び前記比較増幅部の前記信号電圧入
力端を経由して前記被検出インピーダンスに電圧を印加
するとともに、自己の入力端の電位の変化に追従して該
入力端電位変化と同相の電位変化を前記比較増幅部の信
号電圧入力端及び参照電圧入力端に与える入力電圧推移
部と、 前記比較増幅部の出力電位変化と反対の電位変化を前記
入力電圧推移部の前記入力端に帰還する負帰還部とを備
えることを特徴としている。

［作用及び発明の効果］ 本発明では、負帰還部が、比較増幅部の出力電圧変化と
反対位相の電位変化を入力電圧推移部を介して比較増幅
部の両入力端に負帰還する。

また、入力電圧推移部は、内蔵抵抗及び前記比較増幅部
の前記信号電圧入力端を経由して被検出インピーダンス
に電圧を印加する。

この負帰還により比較増幅部の両入力端の電位はともに
被検出インピーダンスか高い場合にローレベルとなり、
被検出インピーダンスが低い場合にともにハイレベルと
なる。

したがって、被検出インピーダンスが高い場合、入力電
圧推移部か内蔵抵抗を通じて被検出インピーダンスに印
加する信号電圧Ｖ１がローレベルであるために内蔵抵抗
の電圧降下か小さく、そのためにこの電圧降下が小さい
分だけ比較増幅部の信号電圧入力端には信号電圧ｖｉが
ハイレベルの場合に比べ相対的に高い信号電圧ｖｉが印
加され、その結果として、被検出インピーダンスＺＸが
多少減少しても信号電圧ｖｉが余り低下せず、ｖｉ＜Ｖ
ｒｌ　（Ｖｒｌは比較増幅部の参照電圧）となりにくく
、比較増幅部の出力がローレベルに反転しにくい。

逆に、被検出インピーダンスが低い場合、入力電圧推移
部が内蔵抵抗を通じて被検出インピーダンスに印加する
信号電圧■ｉがハイレベルでおるために内蔵抵抗の電圧
降下が大きく、そのためにこの電圧降下が大きい分だけ
、比較増幅部の信号電圧入力端には信号電圧ｖｉがハイ
レベルの場合に比べ相対的に低い号電圧Ｖｉが印加され
、その結果として、被検出インピーダンスＺＸが多少増
加しても信号電圧ｖｉが余り上昇せず、ｖｌ〉Ｖｒｌと
なりにくく、比較増幅部の出力がローレベルに反転しに
くい。

更に、上記した信号入力端に印加される信号電圧Ｖｉを
被測定インピーダンス状態に応じてレベルシフトする場
合に、それと連動して参照電圧入力端に印加される参照
電圧Ｖｒ１も変化させているので、このレベルシフトに
より論理反転作用か誤動することか防止される。

したがって、本発明によれば、ハンチングのような出力
変動か少ないインピーダンス二値化回路を作製すること
かできる。

［実施例］ （第１実施例） 本発明のインピーダンス二値化回路の一実施例を、第１
図及び第２図により説明する。

このインピーダンス二値化回路は、水（導電性液体）の
高低レベル検出回路に応用され、被測定槽１００に設け
られた一対の電極棒２００．３００の一方は接地され、
他方は第１比較増幅部１の信号入力端（同相入力端）で
ある十入力端に接続される。

このインピーダンス二値化回路は、電極棒２００から入
力する信号電圧ｖｉと第１参照電圧Ｖｒ１とを比較し増
幅する第１比較増幅部１と、自己の入力端の電位変化に
追従する電位変化を第１比較増幅部１の両入力端に加え
る入力電圧推移部５と、第１比較増幅部１の出力電圧の
ローレベルからハイレベルへの変化時にハイレベルから
ローレベルへ変化する推移電圧を入力電圧推移部５の入
力端にフィードバックする負帰還部４とを備えている。

まず、第１入力端子推移部（本発明でいう入力電圧推移
部）５について説明する。

エミッタ抵抗ｒ１、ＰＮＰトランジスタＴ１、コレクタ
抵抗ｒ６からなる回路が設けられており、そのエミッタ
は分圧抵抗ｒ２、ｒ３を通じて第１比較増幅部１の十入
力端に接続され、そのベースは直接にその一入力端に接
続される。また、ベースは抵抗ｒ４を介して抵抗ｒ２、
ｒ３の接続節点Ｐに接続される。負帰還部４の出力端は
、トランジスタＴ１のコレクタに接続されるとともに、
抵抗ｒ５を介して第１比較増幅部１の一入力端に接続さ
れる。

ここで、抵抗ｒ３は本発明でいう内蔵抵抗を構成してい
る。

次に、第１比較増幅部１について説明する。

第１比較増幅部１は通常のオペアンプからなり、抵抗Ｒ
乙は第１比較増幅部１の負荷抵抗である。

負帰還部４は、インバータ■ｎとダイオードＤ１と抵抗
ｒ７の直列接続回路からなり、インバータＩｎの入力端
は第１比較増幅部１の出力節点ｍに接続され、インバー
タ■ｎの出力端はダイオードＤ１のカソードに接続され
、ダイオードＤ１のアノードは抵抗ｒ７を介して第１入
力端子推移部５の入力端に接続されている。

以下、この装置の動作を第２図を参照して説明する。

時点１１において、両電極棒２００．３００は水に浸漬
されておらず、画電極棒間の抵抗ＲＸは極めて大きいと
する。この状態では、抵抗ｒ１、ｒ２、ｒ４、ｒ５、ｒ
６にだけ電流が流れ、Ｐ点の電圧はｖｌにほぼ等しい。

ここでは、説明を簡単とするためにｒ２＝ｒ４　（もち
ろん、他の設定も可能である）とする。

時点℃１において、エミッタ電圧Ｖｅ＝７．６Ｖ、Ｐ点
電圧Ｖｐ＝７．３、ベース電圧−参照電圧Ｖｒ１＝７．
ＯＶとなるようにする。トランジスタＴ１のエミッタ／
′ベース間の順バイアス電圧は０．６Ｖであり、エミッ
タにはエミッタ電流が］レクタにはコレクタ電流か流れ
ている。すなわち、ｒ２、ｒ４にはそれぞれ０．３Ｖか
かかり、Ｖｉ−Ｖｒ１＝０．３Ｖとなり、信号電ＭＶ　
ｒ　＝１４．３Ｖ、第１比較増幅部１の出力電圧ｖｍは
ハイレベル（ここては、２０）になり、インバータＩｎ
の出力電圧はローレベル（ここではＯｖ）になり、その
結果、Ｄｌが導通し、Ｖｃは大幅に低下する（正確には
、Ｄｌの導通電流をＩｄとすれば、Ｖｃ＝Ｖｍ＋Ｉｄｘ
ｒ７＋０．６Ｖ　（ダイオードの電圧降下）となる。こ
のＶＣの低下によりＶｒｌが低下するが、Ｖｒｌに連動
してＶｉも低下する。

この状態では、被検出インピーダンスとしての抵抗Ｒｘ
が高いので、第１入力端子推移部５が内蔵抵抗としての
抵抗ｒ３を通じてＲＸに印加する信号電圧ｖｉかローレ
ベルとなる。そのために抵抗ｒ３の電圧降下か小さく、
この電圧降下が小さい分だけ参照電圧を基準としてより
高い信号電圧Ｖｉが十入力端（信号電圧入力端）に印加
され、その結果として、Ｒｘか多少減少しても信号電圧
■ｉが余り低下せず、１くＶｒｌとなりにくく、比較増
幅部１の出力電圧Ｖｍはローレベルに反転しにくい。

次に、時点１２において、両電極棒２００．３００が水
に浸漬され、抵抗ＲＸかある一定値に減少した瞬間を説
明する。

この直前に、入力電圧推移部５は低い信号電圧Ｖｉ　　
（７，３Ｖ）を両電極棒２００．３００間に印加してお
り、小さい信号電流１ｂ（−Ｖｉ／ＲＸ）が流れ、その
ために抵抗ｒ３の電圧降下ΔＶ＝ＩｂＸｒ３は小ざい値
となり、第１比較増幅部１の十入力端に加わる信号電圧
Ｖｉは、Ｐ点の電圧ｖｐからこの小さいΔＶだけ低くな
っている。

時点ｔ２では、抵抗ＲＸか急減し、電流１ｂが急増し、
それによって、ｖｌか大幅に低下してＶｉ＜Ｖｒｌとな
って、Ｖｍはローレベルに反転する。すると、インバー
タｉｎの出力電圧はハイレベルになり、その結果、Ｄｌ
がカットオフし、ＶＣは大幅に上昇する（正確には、Ｖ
ｃは入力電圧推移部５の内部で決定される）。このＶＣ
の上昇によりＶｒｌ、Ｖｉ２か低下するが、特にこの場
合、ｖｌよりもＶｉ１の上昇のレベルがより大きい。

すなわち、Ｖｉの上昇により信号電流Ｉｂが大きく、そ
のために内蔵抵抗としての抵抗ｒ３の電圧降下（ｒ３ｘ
Ｉｂ）が大きく、この電圧降下（ｒ３ｘＩｂ＞の増加分
だけｖｌがＶｒｌに比べて相対的に低くなる。その結果
として、Ｒｘが多少増加して信号電流Ｉｂが多少減少し
ても、信号電圧Ｖ１が余り上昇せず、Ｖｉ＞Ｖｒｌとな
りにくく、第１比較増幅部１の出力電圧Ｖｍはハイレベ
ルに反転しにくい。

次に、時点ｔ４において、再び両電極棒２００．３００
より水位が低下した瞬間を説明する。

抵抗ＲＸの急増により信号電流１ｂ（＝Ｖｉ−・Ｒｘ）
が減少し、そのために信号電圧Ｖｉ＝ＶＤ−ｉｂＸｒ３
か増加する。また、信号電流Ｉｂの減少により、抵抗ｒ
４を流れる電流が増加し、そのために第１比較増幅部１
の一入力端の参照電圧ｖｒ１が低下する。

これらの結果、短時間でＶｌがＶｒｌより大ぎくなり、
第１比較増幅部１の出力電圧ｖｍはハイレベルになる。

ｖｍがハイレベルとなると、インバータｉｎの反転出力
によりダイオードＤ１が導通し、この導通により第１比
較増幅部１の入出力状態は時点ｔ１の状態に復帰する。

このように本実施例では、電極棒２００．３００間が遮
断されている場合に電極間に低い信号電圧Ｖｉを印加し
、電極棒２００．３００間が導通する時に信号電圧■ｉ
を上昇させているので、次の効果を奏することができる
。

すなわち、遮断から導通に変化する直前では信号電圧■
ｉは参照電圧Ｖｒ１より低くなりにくく、ハイレベルか
らローレベルへのＶｍの反転か生じにくい。また、導通
から遮断に変化する直前では信号電圧ｖ１は参照電圧Ｖ
ｒ１より高くなりにくく、ローレベルからハイレベルへ
のｖｍの反転が生じにくい。このようにして、本実施例
では、第１比較増幅部１が反転（ハンチング）しにくく
なっている。

また、この実施例では、常に第１比較増幅部１の入力電
圧差を例えば０．６Ｖ（トランジスタの順方向エミッタ
／ベース電圧）以下に維持できるので、（すなわち、感
度調節のための信号電圧Ｖｉの上記レベル変化に合わせ
て参照電圧Ｖｒ１の電位変化を連動させているので）、
第１比較増幅部１の論理反転が素早いという効果も奏す
ることができる。

ちなみに上記実施例において例えば、ｒｌは３゜３にオ
ーム、ｒ２は１にオーム、ｒ３は１に〜１Ｍオーム、ｒ
４は３３〜１に〜オーム、ｒ５は１にオーム、ｒ６は６
．８にオーム、ｒｌは６．８にオームとすることができ
る。

第３図はトランジスタＴ１を集積化か容易なＮＰＮトラ
ンジスタとした変形態様を示すか、動作は同様である。

ちなみに抵抗ｒ３を１０にオームとした場合に、ＲＸが
２００Ｋｒまで低下すると初段出力ｙｍはハイレベルか
らローレベルに反転し、そして、ＲＸが４００Ｋまで増
加するとローレベルからハイレベルに反転した。この結
果からこの実施例回路のヒシテリシス動作が証明される
。

（第２実施例） 本発明のインピーダンス二値化回路の他の実施例を、第
４図及び第５図により説明する。

このインピーダンス二値化回路は、第１実施例の変形実
施例であって、第１比較増幅部１及び第１入力端子推移
部５の構成及び作動は第１実施例と同一であり、説明を
省略する。

この実施例のインピーダンス二値化回路は更に、第１比
較増幅部１の出力電圧Ｖｍの低域成分を遅延して出力す
るローパスフィルタ２と、ローパスフィルタ２の出力電
圧Ｖｎと所定の第２参照電圧Ｖｎ２とを比較して増幅す
る第２比較増幅部３と、第１比較増幅部１の出力電圧Ｖ
ｍの電圧変化に追従する推移電圧ＶＣを第２比較増幅部
２の参照電圧入力端に印加する第２入力端子推移部４ａ
と、第２比較増幅部３の出力電圧ｖＯの電圧変化に追従
する推移電圧ＶＣ′を第１入力端子推移部５の入力端Ｚ
に印加する負帰還部４ｂとを備えている。

負帰還部４ｂは、ダイオードＤ３と抵抗ｒ１０の直列接
続回路からなり、ダイオードＤ３のカソードは第２比較
増幅部３の出力節点ｍに接続され、ダイオードＤ３のア
ノードは抵抗ｒ７を通じて第１入力端子推移部５の入力
端Ｚに接続されている。

ここで、負帰還部４ｂは、第１実施例の負帰還部４ｂに
比較してインバータＩｎを有していないが、このインバ
ータＩ自と同じ出力反転機能を第２比較増幅部２が有し
ているので、負帰還部４ｂ＋第２比較増幅部２は第１実
施例の負帰還部４ｂと同一機能となるので、この負帰還
部４ｂの作用についての説明は省略する。

第２比較増幅部３も通常のオペアンプからなる。

第２入力端子推移部４ａは、ダイオードＤ１と抵抗ｒ７
の直列接続回路からなり、ダイオードＤ１のカソードは
第１比較増幅部１の出力節点ｍに接続され、ダイオード
Ｄ１のアノードは抵抗ｒ７を通じて第２比較増幅部３の
参照電圧入力端（＋入力端）に接続されている。

ローパスフィルタ２は、直列接続された抵抗「８、ｒ９
と、両者の接続節点及び高電位電源ＶＣＣを接続するコ
ンデンサＣとからなるローパスフィルタであって、更に
抵抗ｒ８と並列に接続されたダイオードＤ２を有してい
る。

以下、この装置の動作を第５図を参照して説明する。

時点ｔ１において、両電極棒２００．３００は水に浸漬
されておらず、画電極棒間の抵抗ＲＸは極めて大きいと
する。この状態では、実施例１と同様に、第１比較増幅
部１の出力電圧■ｍはハイレベル（ここでは、２０Ｖ）
になり、ダイオードＤ２はカットオフし、ハイレベルな
出力電圧ｖｍはコンデンサＣ１を充電し、第２比較増幅
部３の信号入力端（十人力＠）の電位ｖｎはハイレベル
、その出力端の電位ｖＯはローレベルとなっている。

次に、時点ｔ２において、両電極棒２００．３００間は
水に浸漬され、抵抗Ｒｘがある一定値に減少した瞬間を
説明する。

この状態において、第１実施例と同様に第１比較増幅部
１の出力電圧Ｖｍはローレベルとなり、その結果、Ｄｌ
が導通し、Ｖｃは大幅に低下する（正確には、Ｄｌの導
通電流をＩｄとすれば、Ｖｃ＝Ｖｍ＋Ｉｄｘｒ７＋Ｑ、
６Ｖ　（ダイオードの電圧降下）となる。このＶｃの低
下によりＶＣに等しい第２比較増幅部３の参照電圧Ｖｒ
２が低下する。

一方、ｙｍの低下により、ダイオードＤ２はｍ点に放電
し、その結果、電位ｖｎはローレベルとなり、ある時点
でＶｎくＶｎ２どなって電位ＶＯはハイレベルになる。

次に、時点ｔ４において、再び両電極棒２００．３００
の下端より水位が低下した瞬間を説明する。

抵抗ＲＸの急増により信号電流Ｉｂ（＝Ｖｐ／ＲＸ）が
減少し、そのために信号電圧Ｖｉ＝Ｖｌ）−４ｂＸｒ３
が増加し、第１比較増幅部１の出力電圧Ｖｍはハイレベ
ルになる。Ｖｍかハイレベルとなると、ダイオードＤ１
がカットオフし、ＶＣは充電抵抗Ｒ乙−により上昇し、
ＶＣに等しい第２比較増幅部３の参照電圧Ｖｒ２が直ち
に上昇する。

一方、ｖｍの上昇により、ダイオードＤ２はカットオフ
し、コンデンサＣは抵抗ｒ８を通じてＶｍにより充電さ
れる。その結末、電位Ｖｎは緩かにハイレベルに変化し
、ある時点で電位ｖＯは反転してローレベルとなる。

ここで重要なことは、Ｖｎの上昇に先立ってＶｎ２が先
行して上昇するので、この過渡状態において、実質的な
両省の電位差が大きくされていることである。

このようにすると、この過渡時において液面の変動など
で短時間の間だけｖｍが反転しても（すなわち、ｖｍが
ローレベルからハイレベルに反転して直ぐにまたローレ
ベルに再び反転しても）、ローパスフィルタ２により遅
延されかつ高域遮断された信号電圧ｙｎは、上昇したＶ
ｒ２を越えるに至らず、この短期間の出力反転を無視す
ることができる。

なあ、ｖｍが再びローレベルとなる期間における■ｎの
電位低下が早いのは、ダイオードＤ２が存在するためで
おり、この急速なりｎの電位低下により、ｖｎｓｖより
高くなって第２比較増幅部３が出力反転する危険が防止
される。

また更に本実施例では、電極棒２００．３００間が遮断
されている場合に電極間に低い信号電圧Ｖｉを印加し、
電極棒２００．３００間が導通する時に信号電圧ｖ１を
上昇させているので、実施例１と同様の効果を奏するこ
とができる。

ちなみに上記実施例において例えば、ｒｌは３゜３にオ
ーム、ｒ２は１にオーム、ｒ３は１に〜１Ｍオーム、ｒ
４は３３〜１に〜オーム、ｒ　５　ハ１にオーム、ｒ６
は６．８にオーム、ｒｌは６．８にオームｒ８、ｒ９は
１０にオーム、Ｃは１ｔｌＦとすることができる。（第
３実施例） 本発明の他の実施例を第６図及び第７図（より説明する
。

このインピーダンス二値化回路は、油（絶縁性液体）の
高低レベル検出回路に応用される。

このインピーダンス二値化回路は、電極棒２００に所定
の周波数及び所定の振幅の矩形波電圧を印加する矩形波
発振回路６と、第１比較増幅部１と、入力電圧推移部５
と、第１比較増幅部１の出力電圧を検波する検波部７と
、検波部７から出力される検波電圧からキャリヤ周波数
をカットするローパスフィルタ部８と、検波部７から出
力される検波電圧を帰還する負帰還部４とを備えている
。

この実施例は、一対の電極棒２００．３００間に交流電
圧を印加して、両電極間の交流インピーダンスの変化を
二値化するもので、矩形波発振回路６、検波部７、ロー
パスフィルタ部８とを実施例１に付加した点に特徴かあ
る。ここで、第１比較増幅部１及び負帰還部４の構成及
び作動は第１実施例と同じであり、その説明を省略する
。また、矩形波発振回路６の回路及び内部動作について
は、本発明の要部ではないので説明を省略する。

検波部７は、−個のグイオートで構成されている。

ローパスフィルタ部８は、その入力端とｖｃｃを接続す
るコンデンサＣと、その入出力端を接続する抵抗ｒ９と
、その出力端とＶｃｃを接続する抵抗ｒ１０とからなる
。

以下、この回路の動作を第７図を参照して説明する。

時点１１において、両電極棒２００．３００は油に浸漬
されてあらず、画電極棒間のインピーダンスＺｘは極め
て大きいとする。この状態では、抵抗「１、ｒ２、ｒ４
、ｒ５、ｒ６にだけ電流が流れ、Ｐ点の電圧はＶｉにほ
ぼ等しい。

したがって、この状態は第１実施例の時点ｔ１の状態と
全く同じである。

第１比較増幅部１の出力電圧Ｖｍはハイレベル（ここで
は、２０Ｖ）になり、ダイオードＤ２はカットオフする
。

この時、低域フィルタ部３内部の節点Ｚは抵抗ｒ９、ｒ
ｌｏを通じて充電され、出力電圧Ｖｎはハイレベルにな
る。

次に、時点ｔ２において、両電極棒２００．３００間は
油に浸漬され、交流インピーダンスＺＸ−１／ｊωＣか
ある一定値に減少した瞬間を説明する。

この状態において、矩形波発振回路６の交流出力電圧は
ＺＸ及び入力電圧推移部５に分圧され、第１比較増幅部
１の千人力端には交流電圧成分が乗る。すると、交流電
圧の負の半サイクルにおいて千人力端に印加される信号
電圧Ｖ１が低下し、第１比較増幅部１の出力電圧Ｖｍは
ローレベルになる。一方、交流電圧の正の半サイクルに
おいて千人力端に印加される信号電圧Ｖｌが上昇し、第
１比較増幅部］の出力電圧Ｖｍはハイレベルになる。　
結局、第１比較増幅部１の出力電圧は、両電極棒２００
．３００か油に浸漬されると、第７図に示すように大振
幅の交流電圧となる。

この場合でも、ｖｍがローレベルになれば、ダイオード
Ｄ２が導通して、コンデンサＣを放電ざせるとともに、
負帰還部４、入力電圧推移部５を通じてｖｉ、Ｖｒｉを
ローレベルに引下げ、実施例１と同様の作用効果を奏す
ることができる。

時点ｔ３において、第１比較増幅部１の出力電圧ｖｍは
検波回路２により検波され、コンデンサＣはＶｍがロー
レベルの場合にダイオードＤ１を通じて放電、Ｖｍがハ
イレベルの場合に抵抗ｒ９、ｒｌｏを通じて充電され、
キャリア信号（５ｋＨ７）をカットし、二値出力電圧■
ｎとなる。

なお、この実施例では入力電圧推移部５のトランジスタ
Ｔ１のエミッタ／ベース間に、ブリーダ抵抗ｒ８が接続
されている。このようにすれば、Ｉｂが増加し、ｖｉが
低下した場合において、抵抗ｒ２を流れる電流の増大に
よりＶｂｅが増加してもエミッタ抵抗ｒ１を流れる電流
の変化率すなわちエミッタ電位の変化率を減少するとい
う効果を奏することができる。

以上、本実施例の交流インピーダンス二値化回路は交流
インピーダンス変化の二値化に用いることができる。

ちなみに上記実施例において例えば、ｒｌは３゜３にオ
ーム、ｒ２は１にオーム、ｒ３は４．７に〜１００にオ
ーム、ｒ４は３３〜１に〜オーム、ｒ５は１に〜１Ｍオ
ーム、ｒ６は６．８にオーム、ｒ７は６．８にオーム、
ｒ８は１．５にオーム、ｒ９は２．２にオーム、ｒｌｏ
は１０にオームとすることができる。

（第４実施例） 本発明の他の実施例を第８図及び第９図により説明する
。

このインピーダンス二値化回路は、油（絶縁性液体）の
高低レベル検出回路に応用される。

このインピーダンス二値化回路は、矩形波発振回路６と
、第１比較増幅部］と、第１入力端子推移部５と、第１
比較増幅部１の出力電圧を検波する検波部７と、検波部
７から出力される検波電圧からキャリヤ周波数を含む高
域成分をカットするとともに検波電圧Ｖｚを遅延するロ
ーパスフィルタ８と、ローパスフィルタ８の出力電圧Ｖ
ｎと所定の第２参照電圧Ｖｒ２とを比較して増幅する第
２比較増幅部３と、検波電圧Ｖｚのハイレベルからロー
レベルへの電圧変化に追従する推移電圧ＶＣを発生して
第２比較増幅部２の参照電圧入力端の入力端に加える第
２入力端子推移部４ａと、検波電圧ＶＺを反転して第１
入力端子推移部５の入力端に負帰還する負帰還部Ｉｎを
備えている。

この実施例は、第２実施例及び第３実施例を組合せたち
のであり、その作動は第２実施例及び第３実施例と基本
的に同じである。

ただし、この実施例では、負帰還部Ｉｎを１個のインバ
ータで構成し、第１入力端子推移部５の入力端へ検波電
圧ＶＺを反転して９帰還しているが、他の実施例の負帰
還部４と作用は同一であり、説明を省略する。

ちなみに上記実施例において例えば、ｒｌは３゜３にオ
ーム、ｒ２は１にオーム、ｒ３は４．７に〜１００にオ
ーム、ｒ４は３３〜１に〜オーム、ｒ５は１に〜１Ｍオ
ーム、ｒ６Ｌｔ６．’８にオーム、ｒ７は６．８にオー
ム、ｒ８は１．５にオーム、ｒ９は２．２にオーム、ｒ
ｌｏは１０にオーム、Ｃは６．８μＦとすることかでき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は一実施例を示す等価回路図、第２図はその信号
波形図、第３図は第１図の回路の変形態様を示す等価回
路図、第４図は他の実施例を示す等価回路図、第５図は
第４図の回路の信号波形図、第６図は他の実施例を示す
等価回路図、第７図は第６図の回路の信号波形図、第８
図は他の実施例を示す等価回路図、第９図は第８図の回
路の信号波形図である。 １・・・比較増幅部 ５・・・入力電圧推移部 ４・・・負帰還部 １−・・第１比較増幅部 ２・・・ローパスフィルタ 特許出願人　ビーム電子株式会社

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）二値化すべき被検出インピーダンスに接続される
   信号電圧入力端の信号電圧と所定の第１参照電圧とを比
   較して増幅する比較増幅部と、内蔵抵抗及び前記比較増
   幅部の前記信号電圧入力端を経由して前記被検出インピ
   ーダンスに電圧を印加するとともに、自己の入力端の電
   位の変化に追従して該入力端電位変化と同相の電位変化
   を前記比較増幅部の信号電圧入力端及び参照電圧入力端
   に与える入力電圧推移部と、 前記比較増幅部の出力電位変化と反対の電位変化を前記
   入力電圧推移部の前記入力端に帰還する負帰還部とを備
   えることを特徴とするインピーダンス二値化回路。
2. （２）請求項１記載のインピーダンス二値化回路を有す
   る液位検出回路。