JP2721749B2 - インピーダンス二値化回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、インピーダンス二値化回路に関する。本発
明のインピーダンス二値化回路はたとえば、レベルセン
サ、タッチセンサ、断線センサなどのアナログ信号電圧
を二値化するのに用いることができる。

〔従来の技術〕

従来のインピーダンス二値化回路は、一般にオペアン
プを用い、その参照信号電圧入力端に一定の参照電圧を
印加し、その信号電圧入力端に信号電圧を入れて二値化
している。したがって、インピーダンス変化は信号電圧
変化に変換した後、このインピーダンス二値化回路によ
り二値化される。

例えば、従来のレベルセンサにより液位を検出する場
合、一対の電極棒間の抵抗（インピーダンス）を電圧変
換し、この電圧値（アナログ信号電圧）を１個のコンパ
レータで一定の参照電圧と比較して、二値化している。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら上記した従来のインピーダンス二値化回
路では、たとえば液面が電極棒の下端すれすれの状態で
ある場合などにおいて、液面が波動したりして出力がふ
らついたり誤動作する場合がある。

特に、この問題は検出感度を向上すればするほど、頻
繁に発生する。

本発明は、このような問題に鑑みなされてものであ
り、検出感度を低下することなく、信号電圧及び参照電
圧のレベルを連動して変更して、被測定インピーダンス
低下を検出後に検出感度を選択的に低下することが可能
なインピーダンス二値化回路を提供することをその目的
としている。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のインピーダンス二値化回路は、二値化すべき
インピーダンスを有するインピーダンス素子の一端に接
続されて前記素子から信号電圧が入力される信号入力端
と、参照信号電圧が入力される参照信号入力端とを有
し、前記両電圧を比較して二値電圧を出力する比較増幅
部と、 自己の内部インピーダンスを通じて前記インピーダン
ス素子の一端に所定の電流を給電するとともに前記参照
信号入力端に前記参照信号電圧を供給する入力電圧推移
部と、 前記インピーダンス素子のインピーダンスが低下して
前記比較増幅部の出力電圧が所定方向へ変化した場合に
だけ前記比較増幅部の出力電圧を前記入力電圧推移部の
入力端に帰還する帰還部とを備え、 前記入力電圧推移部は、前記比較増幅部の前記出力電
圧が前記所定方向へ変化した場合に前記帰還部からの入
力信号に基づいて、前記素子への前記給電電流を減少さ
せるとともに、前記給電電流の減少に応じて生ずる前記
比較増幅部の前記信号入力端の電位変化と同方向へ前記
比較増幅部の前記参照信号入力端の電位を連動して変化
させるものであることを特徴とするインピーダンス二値
化回路。

〔作用及び発明の効果〕

比較増幅部は、二値化すべきインピーダンスを有する
インピーダンス素子の一端に接続されてこのインピーダ
ンス素子の電圧降下に相当する信号電圧と、所定の参照
電圧とを比較して二値電圧を出力する。

入力電圧推移部は、自己の内部インピーダンスを通じ
て上記インピーダンス素子の一端に所定の電流を給電し
てインピーダンス素子の上記電圧降下を発生させるとと
もに、比較増幅部に上記参照電圧を供給する。

帰還部は、インピーダンス素子のインピーダンスが低
下して比較増幅部の出力電圧が所定方向へ変化した場合
にだけ比較増幅部の出力電圧を入力電圧推移部の入力端
に帰還させる。

更に、入力電圧推移部は、上述の如くインピーダンス
素子のインピーダンスが低下して比較増幅部の出力電圧
が前記所定方向へ変化した場合に帰還部から帰還される
入力信号に基づいて、インピーダンス素子への給電電流
を減少させる。

このようにすれば、インピーダンス素子のインピーダ
ンス変動に伴うインピーダンス素子の電圧降下の変動が
圧縮されることになり、その結果として、インピーダン
ス素子のインピーダンスの小変動による比較増幅部の頻
繁な反転すなわちハンチングが良好に防止される。

ただ、上記した如く給電電流を小さくすると、インピ
ーダンス素子のインピーダンス変化に伴う信号電圧の変
化量も削減されると同時に、比較増幅部の信号電圧入力
端に印加される信号電圧のDCレベル自体もシフトしてし
まう。

そこで、入力電圧推移部は、上述の如くインピーダン
ス素子のインピーダンスが低下して比較増幅部の出力電
圧が前記所定方向へ変化した場合に帰還部から帰還され
る入力信号に基づいて、上記給電電流の減少に応じて生
ずる比較増幅部の信号入力端の電位変化（すなわち信号
電圧の変化）と同方向へ比較増幅部の参照信号入力端の
電位（すなわち参照電圧）を連動して変化させる。この
ようにすれば、比較増幅部の比較動作における上記比較
増幅部の信号電圧入力端に印加される信号電圧のDCレベ
ルのシフトの影響を相殺することができる。

すなわち、比較増幅部の感度は、被検出インピーダン
スが高い場合にハイとなり、被検出インピーダンスが低
い場合ローとなる。したがって本発明によれば、被検出
インピーダンスZxが高い場合に電圧Viを被測定インピー
ダンスZxに印加して大きな信号電流（Ib＝Vi/Zx）を
得、それにより僅かの被検出インピーダンスZxの変化で
も大きな信号電圧変化を得るようにしているので、高い
検出感度を得ることができる。そして、被検出インピー
ダンスZxが低くなり比較増幅部の出力が反転した後は、
比較増幅部の両入力端に印加する電圧すなわち信号電圧
Viの変化感度を低下させ、更に、信号電圧ViのDCレベル
変化を参照電圧Vr1のレベル変化で相殺し、それにより
被検出インピーダンスZxが多少変化しても信号電圧Viが
あまり変化しないようにすることができる。

したがって、本発明によれば、最初の反転までの検出
感度を犠牲にすることなく、その後のハンチングが抑圧
されたインピーダンス二値化回路を作製することができ
る。

〔実施例〕

（第１実施例） 本発明のインピーダンス二値化回路の一実施例を、第
１図を参照して説明する。

このインピーダンス二値化回路は、水（導電性液体）
の高低レベル検出回路に応用され、被測定槽100に設け
られた一対の電極棒200、300の一方は接地され、他方は
第１比較増幅部１の信号入力端（同相入力端）である＋
入力端に接続される。

このインピーダンス二値化回路は、電極棒200から入
力する信号電圧Viと第１参照電圧Vr1とを比較し増幅す
る第１比較増幅部１と、自己の入力端の電位変化に追従
する電位変化を第１比較増幅部１の両入力端に加える入
力電圧推移部５と、第１比較増幅部１の出力電圧のハイ
レベルからローレベルへの変化に追従する推移電圧を入
力電圧推移部５の入力端にフィードバックする帰還部４
とを備えている。

まず、第１入力電圧推移部５について説明する。

エミッタ抵抗r1、PNPトランジスタT1、コレクタ抵抗r
6からなる回路が設けられており、そのエミッタは分圧
抵抗r2、r3を通じて第１比較増幅部１の＋入力端に接続
され、そのベースは直接にその−入力端に接続される。
また、上記ベース抵抗r4を介して抵抗r2、r3の接続点Ｐ
に接続される。帰還部４の出力端は、トランジスタT1の
コレクタに接続されるとともに、抵抗R5を介して第１比
較増幅部１の−入力端に接続される。

次に、第１比較増幅部１及び帰還部４について説明す
る。第１比較増幅部１は通常のオペアンプからなり、抵
抗Ｒιは第１比較増幅部１の負荷抵抗である。帰還部４
はダイオードD1と抵抗r7の直列接続回路からなり、ダイ
オードD1のカソードは第１比較増幅部１の出力点ｍに接
続され、抵抗r7の一端は上記帰還部４の出力端となって
いる。

以下、この装置の動作を第２図を参照して説明する。

時点t1において、両電極棒200、300は水に浸漬されて
おらず、両電極棒間の抵抗（本発明でいうインピーダン
ス素子のインピーダンス）Rxは極めて大きいとする。こ
の状態では、抵抗r1、r2、r4、r5、r6にだけ電流が流
れ、Ｐ点の電圧はViにほぼ等しい。すなわち、抵抗r3の
電圧降下は無視できる。

以下の説明では、説明を簡単とするためにr2＝r4（も
ちろん、他の設定も可能である）とする。

本実施例では、各抵抗値を設定して、エミッタ電圧Ve
＝14.6V、Ｐ点電圧Vp＝14.3V、ベース電圧＝参照電圧Vr
1＝14.0Vとなるようにする。ここで、トランジスタT1の
エミッタ／ベース間の順バイアス電圧は0.6Vとする。ト
ランジスタT1のエミッタにはエミッタ電流がコレクタに
はコレクタ電流が流れている。すなわち、r2、r4にはそ
れぞれ0.3Vがかかり、Vi−Vr1−0.3Vとなり、信号電圧V
i＝14.3V、第１比較増幅部１の出力電圧Vmはハイレベル
（ここでは、20V）になり、ダイオードD1はカットオフ
する。

次に、時点t2において、両電極棒200、300間が水に浸
漬され、抵抗Rxがある一定値に減少した瞬間を説明す
る。

時点t2の直前の状態において、入力電圧推移部５は電
源Vccから抵抗r1、r2、r3を通じて大きな信号電圧Vi（1
4.3V）を両電極棒200、300間に印加しており、その結果
として大きな信号電流Ib（＝Vp/（Rx＋r3）が流れ、そ
のため抵抗r2、r4よりも相対的に高抵抗である抵抗r3の
電圧降下△Ｖ＝Ib×r3は大きな値となる。その結果、第
１比較増幅部１の＋入力端に加わる信号電圧Viは、時点
t1の時より大体△Ｖだけ低下する。

同時に、この実施例では抵抗r2から抵抗r4に流れてい
た電流が抵抗3rに吸収されるために、その分、抵抗r4の
電圧降下が減り、その結果として第１比較増幅部１の−
入力端の参照電圧Vr1が上昇する。このVi低下時におけ
るVr1の上昇は、第１比較増幅部１の出力反転を急激化
し、この切替を素早くする。すなわち、Vi＝Vp−△Ｖ＝
Vp−（Vp・r3）/Rxとなるので、Viは、r3とRxとの決定
される比率で決まる電圧降下△ＶだけVpよりも低下す
る。一方、Vr1は、上記したIbの増大によりr1及びr2の
電圧降下が増大してVpが低下するので、その分だけr4を
流れる電流が減少する。従って、r4の電圧降下は時点t1
の状態よりも減少し、その結果としてＰ点電位を基準と
してVr1は時点t1よりも相対的に上昇する。結局、時点t
2ではViは（r3/Rx）により決定される所定値まで時点t1
よりも低下し、Vr1は時点t1よりも所定値だけ上昇す
る。したがって各部のパラメータを適切に設定すること
により、極めて簡単にVi＜Vr1とすることができる。

次に、Vi＜Vr1となると、第１比較増幅部１の出力電
圧Vmはローレベルとなり、その結果、D1が導通し、Vcは
大幅に低下する（正確には、D1の導通電流をIdとすれ
ば、Vc＝Vm＋Id×r7＋0.6V（ダイオードD1の電圧降下）
となる。このVcの低下により抵抗r5を通じて参照電圧Vr
1が低下し、更に抵抗r4を通じてＰ点の電位Vpも低下す
る。すなわち、Vcが低下するのでそれに応じて電圧Vpが
低下し、それに応じてViが低下する。これにより、Ibが
減少し、インピーダンスRxの変化によるViの変化が小さ
くなる（感度が鈍くなる）。同時に、抵抗r2及び抵抗r4
の電圧降下の合計はほぼトランジスタT2の順方向エミッ
タ／ベース間電圧（0.6V）であるので、Ｐ点の電位Vpの
低下に応じて抵抗r4と抵抗r5との接続点の電位すなわち
参照電圧Vr1も連動して低下する。すなわち、抵抗r2及
び抵抗r4の電圧降下の合計はほぼトランジスタT2の順方
向エミッタ／ベース間電圧（0.6V）であるので、Ibを無
視すれば、Vr1はＰ点の電位に連動する。

次に、時点t4において、再び両電極棒200、300より水
位が低下した瞬間を説明する。

抵抗Rxの急増により信号電流Ib（＝Vp/Rx）が減少
し、そのために信号電圧Vi＝Vp−Ib×r3が増加する。ま
た、信号電流Ibの減少により、抵抗r4を流れる電流が増
加し、そのために第１比較増幅部１の−入力端の参照電
圧Vr1が低下する。これは時点t1から時点t2への変化の
逆である。これらの結果、短時間でViがVr1より大きく
なり、第１比較増幅部１の出力電圧Vmはハイレベルにな
る。Vmがハイレベルとなると、ダイオードD1がカットオ
フし、このカットオフによりトランジスタT1及び抵抗r5
から抵抗r6からの電流は抵抗r7を通じて吸収されずに、
全て抵抗r6に流れ、その結果、コレクタ電位、ベース電
位が上昇する。この上昇により、第１比較増幅部１の入
出力状態は時点t1の状態に復帰する。

このように本実施例では、電極棒200、300間が遮断さ
れている場合に電極間に高い信号電圧Viを印加し、電極
棒200、300間が導通する時に（時点t1〜時点t2）に信号
電圧Viを低下させているので、次の効果を奏することが
できる。

すなわち、遮断から導通に変化する瞬間（時点t1）
に、電極棒200に大電圧が印加されているので大きな信
号電流Ibが流れ、その結果、信号電圧Viの変化分Ib×r3
が大きくなり、検出感度が高くなる。すなわち、水位変
化による信号電圧Viの変化率を高くすることができる。
いったん導通が完全になされると、第１比較増幅部１が
反転した後、電極棒200に小電圧が印加されているので
（Vp、Viを低下させるので）、信号電流Ibが減少し、そ
の結果、信号電圧Viの変化分Ib×r3が小さくなり、検出
感度が抑制され、外部ノイズにより第１比較増幅部１が
反転（ハンチング）すなわち誤動作しにくくなってい
る。

また、この実施例では、常に第１比較増幅部１の入力
電圧差をたとえば0.6V（トランジスタの順方向エミッタ
／ベース電圧）以下に維持できるので、すなわち、抵抗
R4の電圧降下が一定値以下に制限され（言い換えれば信
号電圧Viの上記レベル変化に合わせて参照電圧Vr1の電
位変化を連動させている）ので、第１比較増幅部１の論
理反転が素早いという効果も奏することができる。

なお、入力電圧推移部５は、抵抗r1〜抵抗r6からなる
抵抗分圧回路と見做すすことができる。比較増幅部１の
出力がハイレベルの場合、抵抗r1、r2を通じてｐ点へ給
電される電流の一部は、抵抗r3通じて抵抗Rxへ送られ、
残りは抵抗r4、r5及び抵抗r6を通じて流れる。更に、比
較増幅部１の出力がローレベルとなると、抵抗r1、r2を
通じてｐ点へ給電される電流が、より多く抵抗r4、抵抗
r5を通じて帰還部４へ吸収され、これにより、Ｐ点電位
の低下、それによる電流Ibの低下、信号電圧Vi＝RX・Ib
の縮小、感度の低下が生じる。更に、抵抗r4を通じてＰ
点の電位の上記低下に連動してr4とr5との接続点の電位
も低下し、その結果、Ibの低下によるViの低下（Vp−ib
・r3で表される）に連動して、参照電圧Vr1の低下（信
号電圧ViのDCレベルの低下の相殺）が生じさせることが
できる。

ここで、抵抗r1、r6の間にトランジスタT1を挿入し、
抵抗r4、r5の接続点をそのベースに接続すると、トラン
ジスタT1は上記抵抗分圧回路の（抵抗r2＋抵抗r4）の電
圧降下をほぼ0.6V程度以下に保持するので、次の作用が
生じる。もしトランジスタT1が無い場合には、帰還電流
Idの増加は、抵抗r4の電圧降下の増加によりVpひいては
Viに対してVr1がより低下する（すなわち比較増幅部１
がハイレベルを出力しやすくなる）。トランジスタT1を
用いることにより、上述したように比較増幅部１がロー
レベルを出力する間におけるVpとVr1との連動性が向上
する。すなわち、Ibを無視すれば、Vp−Vr1は約0.3Vに
維持される。したがって、PNPトランジスタT1自体は、
入力電圧推移部５にとって本質的に必須の構成要素では
ない。

ちなみに上記実施例において例えば、r1は3.3kオー
ム、r2は1kオーム、r3は1k〜1Mオーム、r4は33〜1kオー
ム、r5は1kオーム、r6は6.8kオーム、r7は6.8kオームと
することができる。

第５図はトランジスタT1を集積化が容易なNPNトラン
ジスタとした変形態様を示すが、動作は同様である。

（第２実施例） 本発明の他の実施例を第３図により説明する。

このインピーダンス二値化回路は、油（絶縁性液体）
の高低レベル検出回路に応用されている。

このインピーダンス二値化回路は、電極棒200に所定
の周波数及び所定の振幅の矩形波電圧を印加する矩形波
発振回路６と、第１比較増幅部１と、入力電圧推移部５
と、第１比較増幅部１の出力電圧を検波する検波部２
と、検波部２から出力される検波電圧からキャリヤ周波
数をカットする低減フィルタ部３と、検波部２から出力
される検波電圧を帰還する帰還部４とを備えている。

この実施例は、一対の電極棒200、300間に交流電圧を
印加して、両電極間の交流インピーダンスの変化を二値
化するもので、矩形波発振回路６、検波部２及び低減フ
ィルタ部３を実施例１に付加した点に特徴がある。

ここで、矩形波発振回路６の回路及び内部動作につい
ては、本発明の要部ではないので説明を省略する。

検波部２は、一個のダイオードD2で構成されている。

低減フィルタ部３は、その入力端と電源電圧Vccを接
続するコンデンサＣと、その入出力端を接続する抵抗r9
と、その出力端と電源電圧Vccを接続する抵抗r10とから
なる。

以下、この回路の動作を第３図を参照して説明する。

時点t1において、両電極棒200、300は油に浸漬されて
おらず、両電極棒間のインピーダンスZxは極めて大きい
とする。この状態では、抵抗r1、r2、r4、r5、r6にだけ
電流が流れ、Ｐ点の電圧はViにほぼ等しい。

したがって、この状態は実施例１の時点t1の状態と全
く同じである。

すなわち、信号電圧Vi＝14.3V、第１比較増幅部１の
出力電圧Vmはハイレベル（ここでは、20V）になり、ダ
イオードD2はカットオフする。

この時、低減フィルタ部３内部の接続点Ｚは抵抗r9、
r10を通じて充電され、出力電圧Vnはハイレベルにな
る。

次に、時点t2において、両電極棒200、300間は油に浸
漬され、交流インピーダンスZx＝1/jωＣがある一定値
に減少した瞬間を説明する。

この状態において、矩形波発振回路６の交流出力電圧
はZx及び入力電圧推移部５の内部インピーダンスに分圧
され、第１比較増幅部１の＋入力端には交流電圧成分が
乗る。すると、交流電圧の負の半サイクルにおいて第１
比較増幅部１の＋入力端に印加される信号電圧Viが低下
し、実施例１と同じ理由で第１比較増幅部１の出力電圧
Vmはローレベルになる。一方、交流電圧の正の半サイク
ルにおいて＋入力端に印加される信号電圧Viが上昇し、
実施例１と同じ理由で第１比較増幅部１の出力電圧Vmは
ハイレベルになる。

結局、第１比較増幅部１の出力電圧は、両電極棒20
0、300が油に浸漬されると、第４図に示すように大振幅
の交流電圧を含むようになる。Vmがローレベルになれ
ば、ダイオードD2が導通して、コンデンサＣを放電させ
るとともに、帰還部４、入力電圧推移部５を通じてVi、
Vr1をローレベルに引下げ、実施例１と同様の効果があ
る。

時点t3において、第１比較増幅部１の出力電圧Vmは検
波回路２により検波され、コンデンサＣはVmがローレベ
ルの場合にダイオードD1を通じて放電、Vmがハイレベル
の場合に抵抗r9、r10を通じて充填され、キャリヤ信号
（5kHz）をカットし、出力電圧Vnとなる。

なお、入力電圧推移部５において、ブリーダ抵抗r8を
トランジスタT1のエミッタ／ベース間に接続してもよ
い。このようにすれば、r3を流れる電流Ibが増加し、V1
が低下した場合において、抵抗r2を流れる電流の増大に
よりVbeが増加してもエミッタ抵抗r1を流れる電流の平
滑率すなわちエミッタ電位の変化率を減少するという効
果を奏することができる。

更に説明すると、本実施例においても、帰還部４及び
第１入力比較増幅部１により、Zxが大の場合に感度（す
なわちZxの変化に対するViの変化の大きさ）を増加さ
せ、Zxが小の場合（液位が上昇して第１比較増幅部１が
ローレベルを出力する状態）において、上記感度を低下
させ、これによりハンチングを抑圧するという効果を奏
し得ることがわかる。

以上、本実施例の交流インピーダンス二値化回路は交
流インピーダンスZxの二値化に用いることができる。

ちなみに上記実施例において例えば、r1は3.3kオー
ム、r2は1kオーム、r3は4.7k〜100kオーム、r4は33〜1k
オーム、r5は1k〜1Mオーム、r6は6.8kオーム、r7は6.8k
オーム、r8は1.5kオーム、r9は2.2kオーム、r10は10kオ
ームとすることができる。

第３図ではトランジスタT1はPNP型式であるが、第５
図の回路を用いればNPN化することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す等価回路図、第２図は
その信号波形図、第３図は本発明の他の実施例を示す等
価回路図、第４図は第３図の回路の信号波形図、第５図
は第１図の変形態様を示す等価回路図である。 １……比較増幅部 ５……入力電圧推移部 ４……帰還部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭50−80750（ＪＰ，Ａ) 実開 昭64−2120（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭50−80332（ＪＰ，Ｕ)

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】二値化すべきインピーダンスを有するイン
   ピーダンス素子の一端に接続されて前記素子から信号電
   圧が入力される信号入力端と、参照信号電圧が入力され
   る参照信号入力端とを有し、前記両電圧を比較して二値
   電圧を出力する比較増幅部と、 自己の内部インピーダンスを通じて前記インピーダンス
   素子の一端に所定の電流を給電するとともに前記参照信
   号入力端に前記参照信号電圧を供給する入力電圧推移部
   と、 前記インピーダンス素子のインピーダンスが低下して前
   記比較増幅部の出力電圧が所定方向へ変化した場合にだ
   け前記比較増幅部の出力電圧を前記入力電圧推移部の入
   力端に帰還する帰還部とを備え、 前記入力電圧推移部は、前記比較増幅部の前記出力電圧
   が前記所定方向へ変化した場合に前記帰還部からの入力
   信号に基づいて、前記素子への前記給電電流を減少させ
   るとともに、前記給電電流の減少に応じて生ずる前記比
   較増幅部の前記信号入力端の電位変化と同方向へ前記比
   較増幅部の前記参照信号入力端の電位を連動して変化さ
   せるものであることを特徴とするインピーダンス二値化
   回路。
2. 【請求項２】請求項１記載のインピーダンス二値化回路
   を有する液位検出回路。