JPH04131769A - サンプリング式電力計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、サンプリング式電力計における位相誤差の改
善に関するものである。

〈従来の技術〉 アナログ／ディジタル変換回路を用いて、入力電圧波形
及び入力電流波形を同時刻にディジタルサンプリングし
、乗算を行って有効電力を求めるサンプリング式電力計
かある。この場合、有効電力Ｐは、瞬時電力（Ｖｎ−Ｉ
ｎ）の平均値で表される。

つまり、 ｖｎ：入力電圧のサンプリング値 １ｎ：入力ｔ　Ｋのサンプリング値 で表される。

ここで、電力の値は、入力電圧波形と入力電流波形の位
相も間係してくるので、サンプリング式電力計において
は、同一時刻における入力電圧波形と入力Ｔｈ　Ａ波形
をサンプリングすることが肝要である。

そこで従来は、入力電圧と入力電流をディジタルサンプ
リングする２つのＡＤ変換器に同一のクロックを加え、
サンプリングを行っていた。

〈発明が解決しようとする課題〉 従来装置は、入力端子である電圧端子、電流端子から２
つのＡＤ変換器に至るまでの間で信号の位相遅れか発生
しないと言う前提に立っていた。しかしながら、高周波
の電力を測定しようとすると、この位相遅れが問題にな
ってくる。

この位相遅れを説明する。一般に、サンプリング式電力
計では、電圧端子、電流端子に加えられた入力電圧、入
力電流を直接ＡＤ変換器に導入することはしない、即ち
、加えられた入力電圧と入力電流は、入力回路に一旦導
入される。そこで、ＡＤ変換器が取り扱うことができる
範囲の値に変更された後、ＡＤ変換器へ導入される。こ
の入力回路は、レンジ回路を構成しており、この作用に
より大きな電力範囲を測定できる。

しかし、入力回路は、増幅器と抵抗の組み合わせより形
成され、これを通過する信号に位相遅れが発生する。し
かも、電圧端子に接続される入力回路の位相遅れ角度φ
１と、電流端子に接続される入力回路の位相遅れ角度φ
２とか異なる。位相遅れ角度（以下、適宜、位相遅れと
言う）か異なると、ＡＤ変換器の所で同一時刻にサンプ
リングを行っても、それ以前に入力電圧と入力電流に位
相遅れの差による位相誤差が生じているので、同一時刻
における入力電圧と入力電流をサンプリングしたことに
ならない。

位相遅れ角度φ１．φ２が異なる理由を述べる。

＄流端子に加えられた入力電流ｉは、信号処理を容易に
行うことができるように、電圧信号へ変換される。即ち
、入力電流ｉは、電流端子に接続された入力回路内のシ
ャント抵抗に流される。シャント抵抗は、測定電流回路
へ直列に挿入されるものであるから測定電流回路の状態
を乱さないようにその抵抗値ｒｓは、微小な値に選ばれ
る。従って、高周波領域では、シャント抵抗におけるイ
ンダクタンス分が、微小抵抗値「Ｓに対して無視できな
い大きさとなる。即ち、電流端子に接続される入力回路
においては、シャント抵抗におけるインダクタンス分に
より信号の位相遅れが大きくなる。

シャント抵抗における位相遅れについて説明を加える。

周波数ｆにおけるシャント抵抗Ｒは、般に次のように表
される。

Ｒ＝「Ｓ＋ＪωＬ 「Ｓ：純抵抗 Ｌニジヤント抵抗Ｒの自己インダクタンスω：２πｆ 従って、シャント抵抗Ｒに発生する電圧は、実数部ｒｓ
と虚数部ＪωＬの合成ベクトルと見ることができるので
、その位相遅れφ２は、次式で表される。

φ２　＝　ｔａｎ−’　（ωＬ／ｒｓ）従って、純抵抗
ｒｓか小さいと位相遅れφは大きくなる。

一方、電圧端子に接続する入力回路はシャント抵抗を必
要としないので、信号の位相遅れは少ない。

本発明の目的は、電圧端子からＡＤ変換器に至るまでの
信号の位相遅れ角度φ１と、電流端子からＡＤ変換器に
至るまでの信号の位相遅れ角度φ２に差φが存在しても
、この位相差φによる位相誤差が生じないサンプリング
式電力計を提供することである。

く課題を解決するための手段〉 本発明は、上記課題を解決するために 電圧端子に加えられた入力電圧を受ける電圧入力回路＋
１．２）と、 電流端子に加えられた入力電流を受ける電流入力回路（
４，５）と、 第１クロックのタイミングで電圧入力回路の出力信号を
サンプリングし、ディジタル信号へ変換する第１ＡＤ変
換手段と、 第２タロツクのタイミングで電流入力回路の出力信号を
サンプリングし、ディジタル信号へ変換する第２ＡＤ変
換手段と、 第１及び第２ＡＤ変換手段の出力データ同士の掛算を行
う掛算器と、この掛算値を導入し平均化演算を加える平
均化演算器と、からなる演算手段（８）と、 電圧端子（Ｐ１）から第１ＡＤ変換手段に至るまでの位
相遅れ角度φ１と、Ｓ流線子（Ｐ２）から第２ＡＤ変換
手段に至るまでの位相遅れ角度φ２の差φに応じ、位相
遅れの大きい方の端子へ接続されるＡＤ変換手段に加え
るタロツクの発生タイミングを他方のクロックの発生タ
イミングより遅らせて発生させるクロック発生器ｆ１０
．１１．１２．１３．１４．１５）と、からなる手段を
講じたものである。

く作用〉 クロック発生器は、電圧端子（Ｐ１）から第１Ａひ変換
手段に至るまでの位相遅れ角度φ１と、電流端子（Ｐ２
）から第２ＡＤ変換手段に至るまでの位相遅れ角度φ２
の差φ（＝φ１−φ２）に応じ、位相遅れ角度の大きい
方の端子へ接続されるＡＤ変換手段に加えるタロツクの
発生タイミングを他方のクロックの発生タイミングより
遅らせて発生させる。

従って、位相差に応じて位相遅れの大きい方の信号を遅
れてサンプリングするので、位相遅れの小さい方の信号
と同一時刻における値をサンプリングしたことになる。

〈実施例〉 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明に係るサンプリング式電力計の構成例を
示す図、第２図は第１図装置の遅延線１２とセレクタ１
３の具体的接続構成例を示す図、第３図は入力回路部の
周波数特性を示す図、第４図は電圧信号と電流信号の入
力回路部での位相差を示す図、第５図は本発明における
サンプリングタイミングを示す図である。

第１図において、増幅器１とレンジ切替手段２は電圧入
力回路を形成し、レンジ切替手段４と増幅器５は電流入
力回路を形成する。

電力計に加えられる入力電圧ｅは、通常、ＡＤ変換器３
が取扱える電圧より高いので、増幅器１のゲインは、１
以下である。増幅器１は、アンプ旧と、アンプｕ１の入
力抵抗ｒ１と、アンプυ１の帰還回路に８続されな抵抗
ｒ２．ｒ３とスイッチＳ１を備えている。そしてスイッ
チＳ１により並列の帰還抵抗値を変え、ゲインを変化さ
せている。レンジ切替手段２は、抵抗ｒ４．　ｒ５．　
ｒ６とスイッチＳ２により抵抗分圧器を形成し、スイッ
チＳ２により分圧比を変えている。このように、増幅器
１のスイッチＳ１とレンジ切替手段２のスイッチＳ２を
選択することで、電圧入力回路は、入力電圧ｅをＡＤ変
換器３が取扱える電圧レベルへ変換する。

一方、電流端子Ｐ１に加えられた入力電流ｉは、シャン
ト抵抗ｒ８．ｒ９とスイッチからなるレンジ切替手段４
に導入される。そこで、入力電流ｉは、信号処理を容易
に行うことができるように、電圧信号へ変換される。シ
ャント抵抗は、測定電流回路へ直列に挿入されるもので
あるから測定電流回路の状態を乱さないようにその抵抗
値ｒ８．　ｒ９は、微小な値に選ばれる。従って、高周
波領域では、シャント抵抗におけるインダクタンス分が
、微小抵抗値ｒ８．　ｒ９に対して無視できない大きさ
となり、従来と同様にインダクタンス分により信号の位
相遅れが大きくなる。しかし、本発明は後述する動作に
よりこの位相遅れによる問題を解決している。

なお、同期して動作するスイッチＳ３．Ｓ３°により並
列接続されるシャント抵抗値を変え、変換する電圧値を
変えている。

このように入力電流ｉは、レンジ切替手段４で電圧に変
換され、増幅器５にてへ〇変換器６か取り扱える電圧レ
ベルまで増幅される。この場合、通常、レンジ切替手段
４の出力電圧が小さいので、増幅器５のゲインは、１よ
り大である。増幅器５は、アングロ２と、アンプｕ２の
入力抵抗ｒ１１と、アンプｕ２の帰還回路に接続された
抵抗ｒ１２．ｒ１３とスイッチＳ４を備えている。そし
てスイッチｓ４により並列の帰還抵抗値を変え、ゲイン
を変化させている。

ＡＤ変換手段３は、加えられたタロツクｓｃ１のタイミ
ングで電圧入力回路（レンジ切替手段２）の出力信号を
サンプリングし、ディジタル信号へ変換する。

ＡＤ変換手段６は、加えられたクロックＳＣ２のタイミ
ングで電流入力回路の出力信号をサンプリングし、ディ
ジタル信号へ変換する。

なお、第１図では、ＡＤ変換手段を単に１個のブロック
で描いたか、このブロック内を細かく書くと、タロツク
信号のタイミングでアナログの入力信号を取り込むサン
プル・ホールド回路と、このサンプルホールド回路の出
力をディジタル値に変換するＡＤ変換器とに分けること
かできる。

演算器Ｖｉ８は、ＡＤ変換手段３，６の出力データ同士
の掛算を行う掛算器２１と、この掛算値を導入し平均化
演算を加える平均化演算器２２と、から構成される。即
ち、掛算器２１からは、瞬時電力（Ｖｎ・Ｉｎ）が出力
される。そして、平均化演算器２２から、各瞬時電力を
平均した有効電力Ｐが得られる。

１′″′ Ｐ＝震えＶｎｌｎ ＣＰＵ　９は、演算手段８から出力される有効電力Ｐを
表示器１７に表示するとともに、Ｅ”ＰＲＯＨ１０の内
容にしたがって、セレクタ１３．１５を制御し、適切な
タイミングのタロツクｓｃ１．　ｓｃ２を出力させる。

なお、Ｅ”ＰＲＯＨ１０は、電気信号により情報の消去
を行うことができるＲＯＭであり、これには予め、遅延
線１２．１４のどのタップ出力をセレクタ１３１５で選
択すべきかの情報か格納されている。

遅延線１２．１４は、例えば第２図に示すようにコイル
ＬとコンデンサＣとからなる単位［Ｃ回路を各タップａ
１〜ａｎ間に設けて、発振器１１から導入したクロック
を成る単位遅延時間（τ＝［Ｃ）ずつ遅らせる機能を持
つものである。

セレクタ１３．１５は、ＣＰｕ９から加えられる制御信
号Ｓｔにより、遅延線１２．１４のタップ出力のどれか
１つを選択して取り出すものである（第２図参照）、即
ち、セレクタ１３．１５からは、適切なタイミング差で
発生する２つのクロックＳＣＩ　、　ＳＣ２が取り出さ
れ、それぞれＡＤ変換手段３．６に加えられる。第２図
は遅延線１２とセレクタ１３の関係を示しているが、遅
延！１１４とセレクタ１５の関係も同様である。

なお、ＥＰＲＯＨＩＯと、発振器１１と、遅延線１２゜
１４と、セレクタ１３．１５は、電圧端子Ｐ１からＡＤ
変換手段３に至るまでの位相遅れ角度φ１と、電流端子
Ｐ２からＡＤ変換手段６に至るまでの位相遅れ角度φ２
の位相差φ（＝φ１−φ２）に応じ、遅れの大きい方の
端子へ接続されるＡＤ変換手段に加えるクロックの発生
タイミングを他方のクロックの発生タイミングより遅ら
せて発生させるクロック発生器を構成している。この場
合、位相差φに相当する時間差△を一φ／２πｆである
。ここで周波数でとして、第１図の電力計が保証する上
限の周波数ｆ＝ｆ１時に対応する時間差Δｔのクロック
を発生させる例で以下の説明を行うか、本発明をこれに
限定しない。

第１図装置の動作を説明する。

まず、第３図〜第５図を参照して本発明の詳細な説明す
る。増幅Ｈ１，５の周波数ニゲイン特性は、どちらもほ
ぼ同じであり、例えば第３図■であるとする。また、既
述したように一般に、シャント抵抗ｒ８．　ｒ９による
信号の位相遅れが大きいので、電圧入力回路（１，２）
の周波数二位相特性が■、電流入力回路（４，５）のそ
れが■であるとする。従って、周波数ｆ１（第３図参照
）で同相の入力電圧ｅと入力電流ｉを端子Ｐ１．　Ｐ２
に加ノた場合、ＡＤ変換手段３，６における電圧信号■
と５電流信号ａは、第４図のように位相差φか生じてい
る。第４図のように電力計の内部回路（入力回路）によ
り位相差φか生じると、電力Ｐは、Ｐ＝Ｅ−ＩＣＯ３φ
　で表されるから位相差による“ＣＯＳφ、”だけ誤差
が生じる。本発明は、第５図のように電流信号ａに対す
るサンプリングタイミング（Ｓ１’、Ｓ２°、Ｓ３°、
・・・）を電圧信号Ｖに対するそれ（８１，Ｓ２，３３
．・・・）よりもφ分だけ遅らせているので、同一時刻
における入力電圧ｅと入力電流ｉをサンプリングしたこ
とになる。

以下、詳しく説明する。

第１図装置において、レンジが興なるとレンジ切替手段
２，４と、増幅器１．５における抵抗の接続状態が異な
るので、レンジ毎にこれを通過する信号の位相遅れは異
なる。ここで各レンジと各スイッチとの関係は次の如く
であると仮定する。

Ｓｉ　　　３２　　ｆｓ３．Ｓ３’）　　３４レンジ１
：　オフ　オフ　オフ　　オアレンジ２：　オン　オフ
　オフ　　オフレンジ３：　オフ　オン　オフ　　オフ
電子部品を実装した回路における位相特性は、実装され
た個々の部品固有の特性に影響されて決められるので、
その位相特性は、実装段階で決定され、その後の特性変
動は極めて少ない。この点に基づいて本発明では、まず
、各レンジ毎に、２つのクロックＳＣ１とＳＣ２の適切
なタイミング差φを求め、その値をＥ　ＰＲＯＨ１０に
格納する。

（＾）各レンジ毎の適切なりロックタイミング差を決定
し、これをＥ　ＰＲ叶に書き込む動作（１）第１図に示
すサンプリング式電力計で測定できる電力の上限の周波
数が第３図のｆｌであると仮定する。

スイッチ３１〜Ｓ４を制御して例えばレンジ１の状態に
し、周波数ｆ１で、かつ同相（位相差Ｏ）の入力電圧ｅ
と入力電流ｉを端子Ｐ１．　Ｐ２に印加する。

又は位相差９０°の入力電圧ｅと入力電流ｉを加える。

（２）　ＣＰＩＪ　９は、表示器１７に示される電力Ｐ
の表示が最大となるように（位相差９０°の場合は、最
小となるように）、信号ｓｔによりセレクタ１３．１５
で選択する遅延線１２．１４のタップを選ぶ、即ち、へ
〇変換手段３．６に加える（サンプリング）タロツクＳ
Ｃ１とＳＣ２の時間差を変え、電力Ｐが最大となるよう
にする（位相差９０°の場合は最小となるようにする）
。そして最大（位相差９０”の場合は最小）の電力を示
した際の制御信号値ｓｔ（セレクタ１３、１５の選択タ
ップ位置情報）と、レンジ１とを対応付けてＥ　ＰＲＯ
Ｈ１０に書き込み、これを保持する。

つまり電力は、電圧と電流の位相角が０の時、最大値を
示すから（又は電圧と電流の位相角が９０°の時、最小
値を示すからン、このようにしてＥ”ＰＲＯＨ１０に書
き込んだセレクタ１３．１５の選択タップ位置によれば
（これにより決定されるクロックＳＣ１とＳＣ２の時間
差によれば）、周波数１１において、第５図に示す如＜
ＡＤ変換手段３，６でサンプリングする電圧信号■と電
流信号ａの位相差がゼロであることを意味している。即
ち、今、端子Ｐ１．　Ｐ２に同位相の入力電圧Ｖと入力
電流ｉを加えたのであるから、同一時刻でディジタルサ
ンプリングしたことを意味している。

（３）次にスイッチＳ１〜Ｓ４を制御して、レンジ２゜
３、・・・の状態にし、（１）、　（２）の動作を繰り
返す。

即ち、Ｅ　ＰＲＯＨ１０には、 く各レンジ：セレクタ１３．１５の選択タップ位１〉の
データが書き込まれる。

＋８）電力測定 各レンジ毎の適切なりロックタイミング差を決定し、こ
れをＥ　ＰＲＩＭに書き込む上記（Ａ）の動作は、通常
、電力計を製造する段階で一度行えば、その後は、行う
必要はない。電子部品を実装した回路における位相特性
は、実装段階で決定され、その後の特性変動は極めて少
ないからである。

もっとも、素子などの経時変化を考慮して、例えば一定
年月毎に（Ａ）の操作を行ってもよい。

第１図装置において、通常の電力測定を行う場合、装置
の使用者が選択したレンジ情報は、ＣＰＵ９に加えられ
る。ＣＰＵ　９は、Ｅ”ＰＲＯＨ１０に格納されている
当該レンジに対応するセレクタ１３．１５で選択するタ
ップ位置情報を読出し、セレクタ１３゜１５を制御する
ので、当該レンジに適切な時間差の関係を有する２つの
クロックＳＣ１、ＳＣ２が＾Ｄ変換手段３．６に加えら
れ、同一時刻における入力電圧ｅと入力電流ｉをディジ
タルサンプリングする。

その後、演算手段８とＣＰＵ　９を経て、表示器１７に
有効電力が表示される。

ここでＥ２ＰＲＯＮに書き込まれたタロツクタイミング
差のデータは、周波数が１１時（電力計が保証する上限
周波数）において、′Ｉ＆週なタイミングである。従っ
て、この周波数ｆ１より低い周波数の電力を測定する場
合、最適なタイミング状態よりずれるので、同一時刻に
おける入力電圧ｅと入力電流ｌをディジタルサンプリン
グしたとは言えない。

しかし、低い周波数の信号については、このサンプリン
タタイミングのスレは、測定精度に影響しないので実質
的に問題がない。

この理由を説明する。例えば、周波数１１の周期が、１
０μｓの時（ｆｌ＝　１００にＨｚ）、Ｅ　ＰＲＯ１４
１０に書き込まれた上述タイミング差が、１μｓである
とする。即ち、このタイミング差は、位相で言えば、３
６°である。一方、ｆ１＝１０　ｋＨｚの時では（周期
＝１００μｓ）、このタイミング差１μｓは、位相で言
えは３．６°であり、実質的に問題がない。

なお、２つの遅延線１２と１４に次のような工夫を施す
と、広い範囲でかつ分解能よくクロックの発生時間差を
作り出すことができる。即ち、遅延線１２と１４の単位
遅延時間をそれぞれ異なる時間にする。例えば遅延線１
２の単位遅延時間がＴ１で、８素子構成であれば、最大
遅延時間は、８・Ｔ１となる。

これに対し、この単位遅延時間■１を更に補正できるよ
うに遅延線１４の単位遅延時間■２をＴ２＝Ｔ１／８　
　（８素子の場合）と選ぶことにより、２つのクロック
の時間差を１２から８・Ｔ１まで変えることができるよ
うになる。

なお、上述において、具体的に記した数値、例えば、入
力回路のスイッチ数、遅延線の素子数、等に本発明を限
定するものでないことは明らかである。

またシャント抵抗を使用しない場合の位相遅れ、例えば
増幅器の位相遅れについても本発明か有効であることは
明白である。

上述では、２つのタロツクの発生タイミングを調整する
ためにＥ　ＰＲＯＩ４に格納するデータは、周波数１１
時における１データのみの例で説明した。しかし他の周
波数、例えばＴ２．　Ｔ３．・・・時における最適な２
つのクロックの発生タイミングを調整する時間差データ
もＥ”ＰＲＯＨ１０に格納して、測定電力の周波数によ
りこれを使い分けるようにすれば更に精度のよい電力測
定を行うことができる。

く本発明の効果〉 以上述べたように本発明によれば、次の効果が得られる
。

（１）入力回路での位相差を考慮するような高周波帯域
まで電力の測定を行うことができる。

（２）本発明の位相補正は、ＣＰＵが独自に処理してい
るので、人為的にボリュームやトリマの操作をすること
なく適切な位相補正かできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るサンプリング式電力計の構成例を
示す図、第２図は第１図装置のクロック発生器の要部を
示す図、第３図は入力回路部の周波数特性を示す図、第
４図は電圧信号と電流信号の入力回路部での位相差を示
す図、第５図は本発明におけるサンプリングタイミング
を示す図である。 １．５・・・増幅器、２．４・・・レンジ切替手段、３
゜６・・・ＡＤ変換手段、８・・・演算手段、１０・・
・Ｅ２ＰＲＯＭ、１１・・・発振器、１２．１４・・・
遅延線、１３．１５・・・セレクタ。 第２図 ／２：ｉ址綿

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電圧端子（Ｐ１）に加えられた入力電圧を受ける電圧入
   力回路（１、２）と、 電流端子（Ｐ２）に加えられた入力電流を受ける電流入
   力回路（４、５）と、 第１クロックのタイミングで電圧入力回路の出力信号を
   サンプリングし、ディジタル信号へ変換する第１ＡＤ変
   換手段と、 第２クロックのタイミングで電流入力回路の出力信号を
   サンプリングし、ディジタル信号へ変換する第２ＡＤ変
   換手段と、 第１及び第２ＡＤ変換手段の出力データ同士の掛算を行
   う掛算器と、この掛算値を導入し平均化演算を加える平
   均化演算器と、からなる演算手段（８）と、 電圧端子（Ｐ１）から第１ＡＤ変換手段に至るまでの位
   相遅れ角度（φ１）と、電流端子（Ｐ２）から第２ＡＤ
   変換手段に至るまでの位相遅れ角度（φ２）の差φに応
   じ、位相遅れの大きい方の端子へ接続されるＡＤ変換手
   段に加えるクロックの発生タイミングを他方のクロック
   の発生タイミングより遅らせて発生させるクロック発生
   器（１０、１１、１２、１３、１４、１５）と、を備え
   たサンプリング式電力計。