JP3026533B2 - 無効電力量計 - Google Patents
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Description
るものである。
−180369号公報に示された従来の電子式無効電力
量計の全体構成を示すブロック図、及びその移相回路の
構成図である。図において、1は変圧器であり、給電線
の負荷電圧に比例した電圧信号e1を得る。2は変流器
であり、給電線の負荷電流に比例した電流信号iを得
る。3は移相回路であり、電圧信号e1の位相をπ/2
ずらした電圧信号e2を導出する。4は電流信号iと電
圧信号e2を乗算するパルス幅変調時分割乗算回路、5
は電圧信号e1の周波数を電圧に変換する周波数−電圧
変換回路である。6はパルス幅変調時分割乗算回路であ
り、この乗算回路6で周波数−電圧変換回路5の出力と
乗算回路4の出力とを乗算することにより補正した乗算
信号を得る。この出力を電圧−周波数変換回路7で無効
電力に比例したパルス周波数に変換し、これを積算して
無効電力量を得る。
抗R、コンデンサC、及びオペアンプAよりなる積分回
路で構成され、電圧信号e1が入力されると次の算式に
よる処理により位相をπ/2ずらした電圧信号e2を得
ている。
をπ/2ずらすことができるが、算式(2)のωが示す
ように周波数の影響を受ける。そのため、周波数−電圧
変換回路5及びパルス幅変調時分割乗算回路6を設け周
波数の影響を補正しなければならない。
な従来の電子式無効電力量計及び移相回路は、周波数ー
電圧変換回路5及びパルス幅変調時分割乗算回路6を設
け周波数の影響を補正している。しかし、商用電源は5
0Hz,60Hzの地域があり、地域向け別に補正係数
を変えなければならない等の課題もあった。
めになされたもので、周波数の影響を受けないで電圧信
号e1をπ/2ずらすことができる移相回路をベースと
した電子式無効電力量計を提供することを目的としてい
る。
π/2移相回路は、交流電気量をパルス幅変調回路によ
ってパルス幅列に変換して、所定のシフト段数を有する
シフトレジスタに与えると共に、交流電気量の周波数を
シフトレジスタのシフト段数の4の倍数の周波数に逓倍
した信号を、シフトレジスタにクロック信号として与え
るようにしたものである。
流電圧または電流信号を第1のアナログ・デジタル変換
器によってデジタル値列に変換し、交流電流または電圧
信号を第2のアナログ・デジタル変換器によってデジタ
ル値列に変換し、所定のシフト段数を有するシフトレジ
スタに第1のアナログ・デジタル変換器の出力を入力
し、このシフトレジスタの複数の出力のうち、1つの出
力を第1の選択回路で選択し、この第1の選択回路の出
力から1/nの割合で間引かれたデータを所定のシフト
段数を有する第2のシフトレジスタに入力し、この第2
のシフトレジスタの複数の出力のうち、1つの出力を第
2の選択回路で選択し、交流電圧または電流信号の一周
期の1/4を算出し、算出した値に対応して第1の選択
回路および第2の選択回路へ選択信号を出力し、第2の
選択回路の出力と、第2のアナログ・デジタル変換器の
出力から1/nの割合で間引かれたデータと乗算器に入
力するようにしたものである。
落0009で述べた無効電力量計において、第1と第2
のアナログ・デジタル変換器は、それぞれ第1および第
2のシグマ・デルタ変調回路およびデジタルフィルタか
ら構成されると共に、第1のシフトレジスタおよび第1
の選択回路は、第1のシグマ・デルタ変調回路およびデ
ジタルフィルタの間に挿入され、このデジタルフィルタ
の出力が1/nの割合で間引かれるよう構成されたもの
である。
交流電流または電圧信号と反転された交流電流または電
圧信号とをスイッチ回路において上述したこの発明のベ
ースとなるπ/2移相回路のシフトレジスタの出力によ
り制御することで、電流信号とπ/2移相されたパルス
電圧信号を乗算して無効電力を得る。
上述したこの発明のベースとなるπ/2移相回路をデジ
タル化した移相回路を用いて構成したもので、電源周波
数の影響が少ない計器が得られる。
第1および第2のシフトレジスタと、第1および第2の
選択回路と、第1の選択回路の出力を1/n回の割合で
間引き、間引き後のデータを第2のシフトレジスタの入
力にするもので、高精度のπ/2移相回路で計器を構成
することができる。
第1と第2のアナログ・デジタル変換器は、それぞれ第
1および第2のシグマ・デルタ変調回路およびデジタル
フィルタから構成されると共に、第1のシフトレジスタ
および選択回路は、第1のシグマ・デルタ変調回路およ
びデジタルフィルタの間に挿入されるよう構成されたも
ので,第1のシフトレジスタのデータ幅が1ビットで可
能であり、回路規模が小さく、高精度のπ/2移相回路
で計器を構成することができる。
相のπ/2移相回路の構成を示すブロック図、図2はそ
の動作を説明する図である。図において、1は上記従来
例において説明した変圧器と同様のものである。11は
変圧器1からの給電線の負荷電圧に比例した電圧信号e
1をパルス幅列に変換する電圧−パルス幅変調回路、1
2は電圧信号e1の周波数を逓倍するPLL回路、13
は任意のシフト段数を有するシフトレジスタであり、電
圧−パルス幅変調回路11の出力を入力しPLL回路1
2の出力がクロックパルスとして入力される。PLL回
路12は電圧信号e1の周波数を上記シフト段数の4の
倍数の周波数のパルスにして出力するように構成されて
いる。
電圧信号e1を電圧−パルス幅変調し、振幅に比例した
パルス幅を持つパルス電圧信号の出力を図2(b)に示
す。このパルス電圧信号がシフトレジスタ13に入力さ
れ、電圧信号e1の周波数(周期T)をシフト段数の4
の倍数の周波数に逓倍したクロックパルスでシフトされ
るので、シフトレジスタ13からの出力は図2(d)に
示すように周期Tの1/4(π/2)だけ遅れて出力さ
れる。以上のようにしてπ/2移相がなされる。PLL
回路12は電圧信号e1の周波数が変化しても逓倍数の
変化がないので、電圧信号e1の50Hz,60Hzの
周波数によって補正の必要がないπ/2移相回路を構成
することができる。
れた電子式無効電力量計の一例を示すブロック図であ
る。図において、1、11〜13は図1において説明し
たものと同一である。2は変流器であり、上記従来例に
おいて説明したものと同様である。14は入力される交
流電流信号iを反転させる反転増幅器、16は反転され
た電流信号i2と正の電流信号i1とが入力され、シフ
トレジスタ13からの移相されたパルス幅変調した電圧
出力による制御によって切換えるようになされたスイッ
チ回路、17はスイッチ回路16の出力を平均化するロ
ーパスフイルタ、18はローパスフイルタ17の出力を
積分して計数パルスに変換する第1の電圧−パルス変換
回路、19は電圧−パルス変換回路18の出力を累計計
数して無効電力量として計量する計量回路、20は計量
回路19の数値を表示する表示器である。
信号i2と正の電流信号i1を入力し、パルス幅変調さ
れシフトレジスタ13により移相された電圧パルス信号
によりスイッチングする。このスイッチング動作は電流
信号iとπ/2移相された電圧信号e1との乗算に相当
し、無効電力相当の出力となる。これをローパスフイル
タ17を通して平均化し、無効電力相当の直流電圧出力
にして、この直流電圧を第1の電圧−パルス変換回路1
8で計数パルスに変換する。
により説明する。π/2移相された電圧信号e1の振幅
をV1、電圧−パルス幅変調回路11の出力である電圧
パルス信号の「H」の部分の時間をt1、「L」の部分
の時間をt2とすると、電圧−パルス幅変調回路11の
出力の間には次の比例式が成立する。(k1は比例定
数) V1=k1×(t1−t2)/(t1+t2) ‥‥‥‥‥‥(3) 図4(c)に示すようにスイッチ回路16での電圧パル
ス信号の「H」=t1の間に出力される電流信号i1は
I、電圧パルス信号の「L」=t2の間に出力される電
流信号i2は−Iとなる。これをローパスフイルタ17
を通して平均化した直流電圧出力V2は次のようにな
る。(k2、k3は比例定数) V2=k2×(I×t1−I×t2)/(t1+t2)‥‥‥(4) V2=k2×I×(t1−t2)/(t1+t2)‥‥‥‥‥(5) =k3×I×V1 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥(6) 直流電圧出力V2はI×V1と電力に比例している。V
1はシフトレジスタ13によりπ/2移相されているの
で直流電圧出力V2は無効電力に相当する。
複合計器の一例を示すブロック図である。この図におい
て、1、2、11〜20は図3において説明したものと
同一である。21は第2のスイッチ回路であり、電圧ー
パルス幅変調回路11によりパルス幅変調された電圧出
力により入力され、反転された電流信号i2と正の電流
信号i1とを制御して切換える。22は第2のスイッチ
回路21の出力を平均化する第2のローパスフイルタ、
23は第2のローパスフイルタ22の出力を積分して計
数パルスに変換する第2の電圧−パルス変換回路、24
は第2の電圧−パルス変換回路23の出力を累計計数し
て電力量として計量する第2の計量回路、25は第2の
計量回路24の数値を表示する第2の表示器である。
第2のスイッチ回路21の制御に電圧−パルス幅変調回
路11の出力を直接入力する以外は図3と同じであり、
説明を省略するが、電圧位相がπ/2移相されていない
ので電力量となる。
季時別無効電力量などの多種の電力量を1台の計器で計
量表示するものである。従って、1台の計器の中に多数
の計量素子を収容しなければならない。図5における複
合計器は、電圧−パルス幅変調回路11、反転増幅器1
4が共用となり、計器の低価格、小形化に寄与するもの
である。
流電圧位相のπ/2移相回路をデジタル化したもの及び
このπ/2移相回路を含む無効電力演算回路を示すブロ
ック図であり、図7はその動作を説明するタイミングチ
ャートである。これらの図において、30は交流電流信
号iを入力としてデジタル値に変換するアナログ・デジ
タル変換器(以下A/Dコンバータと言う)である。3
1は交流電圧信号vを入力としてデジタル値に変換する
アナログ・デジタル変換器(以下A/Dコンバータと言
う)である。32は交流電圧信号vの周波数を逓倍する
PLL回路、33は任意のシフト段数を有するシフトレ
ジスタであり、A/Dコンバータ31の出力を入力とし
ている。ここでPLL回路32は、交流電圧信号vの周
波数を上記シフト段数の4の倍数にした周波数のパルス
を出力するように構成されている。50はA/Dコンバ
ータ30の出力とシフトレジスタ33の出力を乗算する
乗算器であり、出力は無効電力値となる。
る。先ず、交流電圧信号vが、PLL回路32の出力を
サンプリングクロックfsとしてA/Dコンバータ31
によりデジタル値へ変換された状態を図7(c)に示
す。このデジタル値列(vD0,vD1 ,vD2 ‥
‥‥)はシフトレジスタ33に入力され、交流電圧信号
vの周波数(周期T)をシフト段数の4の倍数の周波数
に逓倍したクロックfsでシフトされるので、シフトレ
ジスタ33からの出力は図2(d)に示すように周期T
の1/4(π/2)だけ遅れて出力される。PLL回路
32は、交流電圧信号vの周波数が変化しても逓倍数の
変化が無いので、交流電圧信号vの50Hz,60Hz
の周波数によって補正の必要のないπ/2移相回路を構
成することができる。一方、交流電流信号iは、サンプ
リングクロックfsとしてA/Dコンバータ30により
図2(e)に示すようにデジタル値に変換される。乗算
器50は、電流に相当するA/Dコンバータ30の出力
と、π/2遅相した電圧に相当するシフトレジスタ33
の出力を乗算することにより無効電力Qを算出する。
示すブロック図である。この図において、A/Dコンバ
ータ30及びADコンバータ31は図6と同様の回路で
あり、サンプリングクロックfsは固定の周波数でA/
D変換している。34はゼロクロス検出回路であり、A
/Dコンバータ31の出力をもとにゼロクロス検出を行
ない周期Tのパルスを出力する。35はゼロクロス検出
回路34により測定された周期Tの間のサンプリングク
ロック数(N)を検出し、N/4の値を出力することに
よりπ/2遅相するのに必要なシフト段数を決定するπ
/2検出回路である。33は任意のシフト段数を有し複
数の出力を持ったシフトレジスタ、36はπ/2検出回
路35からの出力をデコードし、シフトレジスタ33の
複数の出力の内1個を選択し出力するマルチプレクサ、
50は図6と同様の乗算器である。
る。交流電圧信号vを固定のサンプリングクロックfs
をもとに、A/Dコンバータ31によりデジタル値へ変
換する状態を図9(c)に示す。このデジタル値列(v
D0 ,vD1 ,‥‥‥)はシフトレジスタ33及び
マルチプレクサ36を介して周期Tの1/4(π/2)
だけ遅れて図9(d)のように出力される。ここで、ゼ
ロクロス検出回路34により周期Tを測定し、π/2検
出回路35で周期T間のサンプリングクロック数(N)
の1/4を算出している。例えば、T=1/60秒と
し、fs=1200Hzのとき、N=20となり、π/
2検出回路35はN/4=5を出力する。一方、T=1
/50秒とし、fs=1200Hzのとき、N=24と
なり、π/2検出回路35はN/4=6を出力する。以
下乗算器50は図6と同様に無効電力(Q)を算出す
る。
計の変形例を示すブロック図である。この図において、
A/Dコンバータ30及びA/Dコンバータ31、ゼロ
クロス検出回路34、π/2検出回路35、乗算器50
は実施例1と同様の動作を行なう回路である。この変形
例において、38は書込みアドレスと読出しアドレスを
有したRAM読出しアドレスである。書込みアドレスは
ADコンバータ31が出力される毎に+1するカウンタ
であり、読出しアドレスは、読出しアドレス=書込みア
ドレス−N/4(Nは1周期間のサンプリング数)なる
値を有したものである。37はADコンバータ31の出
力を前記書込みアドレスにより保存され、前記読出しア
ドレスによりデータがレジスタ39に読出される2ポー
トRAMである。この変形例では、交流電圧信号vのπ
/2遅れをゼロクロス検出回路34、π/2検出回路3
5、2ポートRAM37、RAM読出しアドレス38、
レジスタ39による構成にしている。
クロックfsをもとにA/Dコンバータ31によりデジ
タル値に変換されて2ポートRAM37に書き込まれ、
ゼロクロス検出器34、π/2検出回路35およびRA
M読出しアドレス38を経て、π/2遅れに相当する読
出しアドレスによってレジスタに読み出され、図6、図
8と同様の態様により無効電力Qを導出する。
例を示すブロック図である。この実施例では、実施例1
のA/Dコンバータ30及びADコンバータ31をシグ
マ・デルタ変調回路とデジタルフイルタの組合せで実施
している。図13はシグマ・デルタ変調回路の一実施例
であり、入力はサンプリング周波数fsの単位で加算器
90に取込まれる。加算器90の出力は、積分器91に
導入され、積分器91の出力を比較器92により1ビッ
トの論理データとして出力している。出力データは遅延
回路93を介し、1ビットD/A変換器94により、加
算器90へフィードバックされている。
力をローパスフイルタからなるデジタルフイルタ41及
び43を通すことにより、図12の(c)に示すような
任意分解能のデジタル出力が得られる。デジタルフイル
タ43の出力は任意のシフト段数を有するシフトレジス
タ44aへ入力され、シフトレジスタ44aの出力はシ
フト段数分有しており、複数の入力データから1個のデ
ータを選択するマルチプレクサ45aへ接続されてい
る。マルチプレクサ45aの出力は、サンプリングクロ
ックfsの1/A分周する分周回路46のコントロール
で図12の(d)(e)に示すようにA個につき1個を
シフトレジスタ44bへ入力する。同様にデジタルフイ
ルタ41の出力も図12の(g)(h)に示すようにA
個につき1個を乗算器50へ入力する。
周期Tを測定し、π/2検出回路35で周期T間のサン
プリングクロック数Nをもとに以下の演算を行なう。 Y1 =(N/4)の整数/Aの余り‥‥‥‥‥(7) Y2 =(N/4)の整数/Aの商 ‥‥‥‥‥(8) Aは分周回路48の分周数(7)式で示すY1 出力を
マルチプレクサ45aの選択入力へ、(8)式で示すY
2 出力をマルチプレクサ45bの選択入力としてい
る。このコントロールにより、交流電圧信号を交流電流
信号に対しπ/2遅らせている。例えば、一周期間のサ
ンプリングクロック数N=24,分周回路46の分周数
A=4(4分周)のとき、 Y1 =2,Y2 =1と
なり、マルチプレクサ45aの出力は図12の(d)に
示すように2段シフトし、マルチプレクサ45bは図1
2の(f)に示すように1段シフトした出力となる。こ
の処理によって図12の(f)(h)に示すように交流
電圧信号が交流電流信号に対しπ/2遅れとなる。
計の他の変形例である。この変形例は、実施例2の構成
の中で、シフトレジスタ44bとマルチプレクサ45b
の回路を図10で示した2ポートRAM37とRAM読
出しアドレス38の回路で構成したもので、実施例2と
同様に交流電圧信号が交流電流信号に対してπ/2遅れ
となる。
例を示すブロック図である。この実施例は、実施例2の
構成の中で、シフトレジスタ44a及びマルチプレクサ
45aの回路を、シグマ・デルタ変調回路42とデジタ
ルフイルタ43の間に設置した構成になっている。更
に、ゼロクロス検出回路34の入力信号は交流電圧信号
vのアナログ信号としたもので、同様に交流電圧信号が
交流電流信号に対しπ/2遅れとなる。
例を示すブロック図である。この実施例は、実施例3の
構成の中で、シフトレジスタ44bとマルチプレクサ4
5bの回路を、図14の2ポートRAM37とRAM読
出しアドレス38及びレジスタ39で構成したもので、
同様に交流電圧信号が交流電流信号に対しπ/2遅れと
なる。
式無効電力量計における、計量回路あるいは表示器など
は図3、図5と同様のものであるため図示及び説明を省
略している。また、いずれも電子式電力量計あるいは最
大需要電力計などを付加することにより複合計器をも構
成することができるものである。また、電子式無効電力
量計においては、入力される電圧と電流の関係を逆にし
てもよい。
ルス幅変調回路によって変換すると共に、このパルス幅
変換信号を任意のシフト段数を有するシフトレジスタに
入力し、クロック信号発生回路から交流電気量の周波数
を上記シフトレジスタのシフト段数の4の倍数の周波数
に逓倍した信号をシフトレジスタの制御クロックとして
与えるようにしたπ/2移相回路をベースとするもので
ある。
流電圧または電流信号をデジタル値列に変換する第1の
アナログ・デジタル変換器、交流電流または電圧信号を
デジタル値列に変換する第2のアナログ・デジタル変換
器、所定のシフト段数を有し上記第1のアナログ・デジ
タル変換器の出力が入力されるシフトレジスタ、上記第
1のアナログ・デジタル変換器の出力のゼロクロス検出
を行い、周期Tのパルスを発生するゼロクロス検出回
路、上記ゼロクロス検出回路により測定された周期Tの
間のサンプリングクロック数(N)を検出し、N/4の
値を出力することにより、π/2の遅相に必要なシフト
段数を決定するπ/2検出回路、このπ/2検出回路の
出力に応じて上記シフトレジスタの出力のうち1個を選
択するマル チプレクサ、このマルチプレクサの出力と上
記第2のアナログ・デジタル変換器の出力とを乗算し、
無効電力を算出する乗算器を備えたものであるため、商
用電源周波数の地域向け別に補正係数を変える必要のな
い無効電力量計を得ることができる。
(2ポートRAM)などを組合わせることにより、回路
規模が小さく、ICの集積度が向上し、また、高精度の
無効電力量計を実現することができる。
相回路を示すブロック図である。
チャートである。
電力量計の一例を示すブロック図である。
への変換動作を説明するタイミングチャートである。
一例を示すブロック図である。
タル化した構成を示すブロック図である。
チャートである。
成を示すブロック図である。
タイミングチャートである。
すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
るタイミングチャートである。
構成を示すブロック図である。
すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
ブロック図である。
図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 交流電圧または電流信号をデジタル値列
に変換する第1のアナログ・デジタル変換器、交流電流
または電圧信号をデジタル値列に変換する第2のアナロ
グ・デジタル変換器、所定のシフト段数を有し上記第1
のアナログ・デジタル変換器の出力が入力されるシフト
レジスタ、上記第1のアナログ・デジタル変換器の出力
のゼロクロス検出を行い、周期Tのパルスを発生するゼ
ロクロス検出回路、上記ゼロクロス検出回路により測定
された周期Tの間のサンプリングクロック数(N)を検
出し、N/4の値を出力することにより、π/2の遅相
に必要なシフト段数を決定するπ/2検出回路、このπ
/2検出回路の出力に応じて上記シフトレジスタの出力
のうち1個を選択するマルチプレクサ、このマルチプレ
クサの出力と上記第2のアナログ・デジタル変換器の出
力とを乗算し、無効電力を算出する乗算器を備えたこと
を特徴とする無効電力量計。 - 【請求項2】 交流電圧または電流信号をデジタル値列
に変換する第1のアナログ・デジタル変換器、交流電流
または電圧信号をデジタル値列に変換する第2のアナロ
グ・デジタル変換器、所定のシフト段数を有し、上記第
1のアナログ・デジタル変換器の出力が入力される第1
のシフトレジスタ、この第1のシフトレジスタの複数の
出力のうち、1つの出力を選択する第1の選択回路、こ
の第1の選択回路の出力から1/nの割合で間引かれた
データを入力とする所定のシフト段数を有する第2のシ
フトレジスタ、この第2のシフトレジスタの複数の出力
のうち、1つの出力を選択する第2の選択回路、上記交
流電圧または電流信号の一周期を検出する周期検出器、
上記交流電圧または電流信号の一周期の1/4を算出
し、算出した値に対応して上記第1の選択回路および第
2の選択回路へ選択信号を出力するπ/2検出回路、上
記第2の選択回路の出力と、上記第2のアナログ・デジ
タル変換器の出力から1/nの割合で間引かれたデータ
とを入力とする乗算器を備えたことを特徴とする無効電
力量計。 - 【請求項3】 第1と第2のアナログ・デジタル変換器
は、それぞれ第1および第2のシグマ・デルタ変調回路
およびデジタルフィルタから構成されると共に、第1の
シフトレジスタおよび第1の選択回路は、第1のシグマ
・デルタ変調回路およびデジタルフィルタの間に挿入さ
れ、このデジタルフィルタの出力が1/nの割合で間引
かれるよう構成されていることを特徴とする請求項2記
載の無効電力量計。
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