JPH04129407A - ミキサ回路 - Google Patents
ミキサ回路Info
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- JPH04129407A JPH04129407A JP25146990A JP25146990A JPH04129407A JP H04129407 A JPH04129407 A JP H04129407A JP 25146990 A JP25146990 A JP 25146990A JP 25146990 A JP25146990 A JP 25146990A JP H04129407 A JPH04129407 A JP H04129407A
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- Japan
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- transistors
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- trs
- transistor
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は、テレビ、ビデオレコーダおよびコードレス
電話機等に用いて好適な高周波ＩＣ用のミキサ回路に関
する。
電話機等に用いて好適な高周波ＩＣ用のミキサ回路に関
する。
「従来の技術」
第４図は、従来のエミッタ接地増幅回路を用いたダブル
バランスミキサ回路の回路図である。第４図において１
０はトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタを共通エミッタ
端子１とする差動増幅回路であり、１１はトランジスタ
Ｑ３、Ｑ４のエミッタを共通エミッタ端子２とする差動
回路である。
バランスミキサ回路の回路図である。第４図において１
０はトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタを共通エミッタ
端子１とする差動増幅回路であり、１１はトランジスタ
Ｑ３、Ｑ４のエミッタを共通エミッタ端子２とする差動
回路である。
トランジスタＱ１、Ｑ４のベースとトランジスタＱ２．
Ｑ３のベースは、それぞれ共通ベース端子Ａ、Ｈに接続
され、トランジスタＱｌ、Ｑ３のコレクタとトランジス
タＱ２．Ｑ４のコレクタが、それぞれ共通コレクタ端子
Ｃ，Ｄとなり、これらに電源Ｖｃｃよりインピーダンス
素子Ｒ１，Ｒ２を介して電源が供給されている。以上に
より、共通エミッタ端子１，２間を高周波入力端とし、
共通ベース端子Ａ、Ｂを局部発振信号供給端とし、共通
コレクタ端子Ｃ，Ｄに接続された出力端子Ｇ。
Ｑ３のベースは、それぞれ共通ベース端子Ａ、Ｈに接続
され、トランジスタＱｌ、Ｑ３のコレクタとトランジス
タＱ２．Ｑ４のコレクタが、それぞれ共通コレクタ端子
Ｃ，Ｄとなり、これらに電源Ｖｃｃよりインピーダンス
素子Ｒ１，Ｒ２を介して電源が供給されている。以上に
より、共通エミッタ端子１，２間を高周波入力端とし、
共通ベース端子Ａ、Ｂを局部発振信号供給端とし、共通
コレクタ端子Ｃ，Ｄに接続された出力端子Ｇ。
Ｈから混合出力を得るダブルバランスミキサが構成され
る。
る。
さらに、１２はトランジスタＱ５．Ｑ６のエミッタをイ
ンピーダンス素子Ｒ３、Ｒ４で接続し、その中点と接地
間に電流源Ｉ３を付加した差動増幅器であり、コレクタ
がそれぞれ前記ダブルバランスミキサの共通エミッタ端
子１．２に接続されている。そして、トランジスタＱ５
．Ｑ６のベース端子Ｅ、Ｆ間に高周波信号を入力する。
ンピーダンス素子Ｒ３、Ｒ４で接続し、その中点と接地
間に電流源Ｉ３を付加した差動増幅器であり、コレクタ
がそれぞれ前記ダブルバランスミキサの共通エミッタ端
子１．２に接続されている。そして、トランジスタＱ５
．Ｑ６のベース端子Ｅ、Ｆ間に高周波信号を入力する。
第４図において、端子Ｅ、Ｆ間に高周波信号が入力され
ると、トランジスタＱ５．Ｑ６で構成された差動増幅器
により増幅された高周波信号がトランジスタＱ５．Ｑ６
のコレクタに出力される。
ると、トランジスタＱ５．Ｑ６で構成された差動増幅器
により増幅された高周波信号がトランジスタＱ５．Ｑ６
のコレクタに出力される。
トランジスタＱ５のコレクタ出力信号は、ダブルバラン
スミキサの共通エミッタ端子１に、トランジスタＱ６の
コレクタ出力信号はダブルバランスミキサの共通エミッ
タ端子２に入力される。一方、端子Ａ、Ｂ間には局部発
振信号が入力される。したがって、ダブルバランスミキ
サの非直線動作により、Ｃ，Ｄ間に混合出力が現れ、出
力端子Ｇ。
スミキサの共通エミッタ端子１に、トランジスタＱ６の
コレクタ出力信号はダブルバランスミキサの共通エミッ
タ端子２に入力される。一方、端子Ａ、Ｂ間には局部発
振信号が入力される。したがって、ダブルバランスミキ
サの非直線動作により、Ｃ，Ｄ間に混合出力が現れ、出
力端子Ｇ。
Ｈ間から出力される。
次に、各トランジスタに流れる電流について説明すると
、ダブルバランスミキサ部のトランジスタＱｌ、Ｑ３に
は電源Ｖｃｃからインピーダンス素子Ｒ１を共通に介し
てコレクタ電流が供給され、トランジスタＱ２．Ｑ４に
は電源Ｖｃｃからインピーダンス素子Ｒ２を共通に介し
てコレクタ電流が供給される。また、差動増幅器のトラ
ンジスタＱ５にはトランジスタＱｌ、Ｑ２のエミッタか
らコレクタ電流が供給され、差動増幅器のトランジスタ
Ｑ６にはトランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタからコレク
タ電流が供給される。
、ダブルバランスミキサ部のトランジスタＱｌ、Ｑ３に
は電源Ｖｃｃからインピーダンス素子Ｒ１を共通に介し
てコレクタ電流が供給され、トランジスタＱ２．Ｑ４に
は電源Ｖｃｃからインピーダンス素子Ｒ２を共通に介し
てコレクタ電流が供給される。また、差動増幅器のトラ
ンジスタＱ５にはトランジスタＱｌ、Ｑ２のエミッタか
らコレクタ電流が供給され、差動増幅器のトランジスタ
Ｑ６にはトランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタからコレク
タ電流が供給される。
「発明が解決しようとする課題」
ところで、上述した従来回路においては、雑音指数特性
と歪特性の両方を同時に良くすることが困難となる問題
があった。これは以下の理由による。
と歪特性の両方を同時に良くすることが困難となる問題
があった。これは以下の理由による。
歪特性を良くするには、トランジスタＱ５．Ｑ６からな
る差動増幅器に大きなコレクタ電流が必要になる。一方
、トランジスタＱｌ、Ｑ２．Ｑ３およびＱ４からなるダ
ブルバランスミキサの雑音指数特性を良くするにはコレ
クタ電流を小さくしなければならない。しかしながら、
第４図に示す構成から明らかなように、ミキサと差動増
幅器のコレクタ電流が共通になってい、るため、雑音指
数特性を良くするためにミキサのコレクタ電流を小さく
すると、差動増幅器のコレクタ電流が小さくなり歪特性
を悪くする。逆に、ミキサのコレクタ電流を大きくする
と、歪特性は良くなるが雑音指数特性が悪くなってしま
う。
る差動増幅器に大きなコレクタ電流が必要になる。一方
、トランジスタＱｌ、Ｑ２．Ｑ３およびＱ４からなるダ
ブルバランスミキサの雑音指数特性を良くするにはコレ
クタ電流を小さくしなければならない。しかしながら、
第４図に示す構成から明らかなように、ミキサと差動増
幅器のコレクタ電流が共通になってい、るため、雑音指
数特性を良くするためにミキサのコレクタ電流を小さく
すると、差動増幅器のコレクタ電流が小さくなり歪特性
を悪くする。逆に、ミキサのコレクタ電流を大きくする
と、歪特性は良くなるが雑音指数特性が悪くなってしま
う。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたもので、雑音
指数特性と歪特性の両方を同時に良くすることができる
ミキサ回路を提供することを目的としている。
指数特性と歪特性の両方を同時に良くすることができる
ミキサ回路を提供することを目的としている。
［課題を解決するための手段」
上記課題を解決するために、第１、第２のトランジスタ
の共通エミッタと第３、第４のトランジスタの共通エミ
ッタを各々第５、第６のトランジスタの各コレクタに接
続し、前記第５、第６のトランジスタの各エミッタをイ
ンピーダンス素子を介して定電流源に接続し、かつ、前
記第１、第４のトランジスタの共通ベースと前記第２、
第３のトランジスタの共通ベースとの間に局部発振信号
を入力するとともに、前記第５、第６のトランジスタの
２個のベースの間に高周波信号を入力し、前記第１、第
３のトランジスタの共通コレクタと前記第２、第４のト
ランジスタの共通コレクタとの間から中間周波信号を取
り出すミキサ回路において、 電源から前記第１〜第４のトランジスタのコレクタへ電
流を供給する給電経路と、前記電源から前記第５、第６
のトランジスタのコレクタへ電流を供給する給電経路と
を別個に設けている。
の共通エミッタと第３、第４のトランジスタの共通エミ
ッタを各々第５、第６のトランジスタの各コレクタに接
続し、前記第５、第６のトランジスタの各エミッタをイ
ンピーダンス素子を介して定電流源に接続し、かつ、前
記第１、第４のトランジスタの共通ベースと前記第２、
第３のトランジスタの共通ベースとの間に局部発振信号
を入力するとともに、前記第５、第６のトランジスタの
２個のベースの間に高周波信号を入力し、前記第１、第
３のトランジスタの共通コレクタと前記第２、第４のト
ランジスタの共通コレクタとの間から中間周波信号を取
り出すミキサ回路において、 電源から前記第１〜第４のトランジスタのコレクタへ電
流を供給する給電経路と、前記電源から前記第５、第６
のトランジスタのコレクタへ電流を供給する給電経路と
を別個に設けている。
「作用」
バランスミキサ回路を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４
に流れるコレクタ電流と、差動増幅器を構成するトラン
ジスタＱ５．Ｑ６に流れるコレクタ電流の値が別個に設
定されるので、前者を小さく後者を大きく設定すること
ができる。
に流れるコレクタ電流と、差動増幅器を構成するトラン
ジスタＱ５．Ｑ６に流れるコレクタ電流の値が別個に設
定されるので、前者を小さく後者を大きく設定すること
ができる。
「実施例」
（１）実施例の構成
以下、図面を参照してこの発明の実施例について説明す
る。
る。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図である
。この実施例が前述した従来の回路と異なる点は、電源
Ｖｃｃと共通エミッタ端子１．２との間にそれぞれ電流
源１１．Ｉ２が介挿されている点である。
。この実施例が前述した従来の回路と異なる点は、電源
Ｖｃｃと共通エミッタ端子１．２との間にそれぞれ電流
源１１．Ｉ２が介挿されている点である。
（２）実施例の動作
この実施例における基本的な混合動作は従来の回路と同
様である。すなわち、Ｅ、Ｆ端子間に高周波信号が入力
されると、トランジスタＱ５．Ｑ６で増幅された高周波
信号がトランジスタＱ５゜Ｑ６のコレクタに出力され、
トランジスタＱ５のコレクタ出力信号はダブルバランス
ミキサの共通エミッタ端子１に、トランジスタＱ６のコ
レクタ出力信号はダブルバランスミキサの共通エミッタ
端子２に入力される。一方、端子Ａ、Ｂ間には局部発振
信号が入力されるので、ダブルバランスミキサの非直線
動作により端子Ｃ，Ｄ間の混合出力が現れ、これが端子
Ｇ、Ｈ間から出力される。
様である。すなわち、Ｅ、Ｆ端子間に高周波信号が入力
されると、トランジスタＱ５．Ｑ６で増幅された高周波
信号がトランジスタＱ５゜Ｑ６のコレクタに出力され、
トランジスタＱ５のコレクタ出力信号はダブルバランス
ミキサの共通エミッタ端子１に、トランジスタＱ６のコ
レクタ出力信号はダブルバランスミキサの共通エミッタ
端子２に入力される。一方、端子Ａ、Ｂ間には局部発振
信号が入力されるので、ダブルバランスミキサの非直線
動作により端子Ｃ，Ｄ間の混合出力が現れ、これが端子
Ｇ、Ｈ間から出力される。
次に、各トランジスタに流れる電流について説明する。
まず、ダブルバランスミキサ部のトランジスタＱｌ、Ｑ
３には電源Ｖｃｃからインピーダンス素子Ｒ１を介して
コレクタ電流が供給され、トランジスタＱ２．Ｑ４には
電源Ｖｃｃからインピーダンス素子Ｒ２を介してコレク
タ電流が供給される。
３には電源Ｖｃｃからインピーダンス素子Ｒ１を介して
コレクタ電流が供給され、トランジスタＱ２．Ｑ４には
電源Ｖｃｃからインピーダンス素子Ｒ２を介してコレク
タ電流が供給される。
さらに、トランジスタＱ５にはトランジスタＱ １゜Ｑ
２のエミッタと電流源１１の両方からコレクタ電流が供
給され、トランジスタＱ６にはトランジスタＱ３．Ｑ４
のエミッタと電流源Ｉ２の両方からコレクタ電流が供給
される。
２のエミッタと電流源１１の両方からコレクタ電流が供
給され、トランジスタＱ６にはトランジスタＱ３．Ｑ４
のエミッタと電流源Ｉ２の両方からコレクタ電流が供給
される。
この場合、トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタへ電源を
供給する給電経路と、差動増幅器を構成するトランジス
タＱ５およびＱ６のコレクタへ電源を供給する給電経路
とが別個に構成されているため、各トランジスタＱ１〜
Ｑ４のコレクタ電流とトランジスタＱ５．Ｑ６のコレク
タ電流とを各々任意の値に設定することができる。すな
わち、トランジスタＱ１〜Ｑ４についてはバランスドミ
キサの雑音指数特性を良くするため小さな値に設定し、
トランジスタＱ５．Ｑ６については差動増幅器の歪特性
を良くするために大きな値に設定することができる。
供給する給電経路と、差動増幅器を構成するトランジス
タＱ５およびＱ６のコレクタへ電源を供給する給電経路
とが別個に構成されているため、各トランジスタＱ１〜
Ｑ４のコレクタ電流とトランジスタＱ５．Ｑ６のコレク
タ電流とを各々任意の値に設定することができる。すな
わち、トランジスタＱ１〜Ｑ４についてはバランスドミ
キサの雑音指数特性を良くするため小さな値に設定し、
トランジスタＱ５．Ｑ６については差動増幅器の歪特性
を良くするために大きな値に設定することができる。
（３）より具体的な回路例
次に、第２図、第３図により具体的な回路例を示す。第
２図に示す回路においては、電流源１１をインピーダン
ス素子ＲＩＯ〜Ｒ１２およびトランジスタＱ７によって
構成し、電流源Ｉ２をインピーダンス素子Ｒ１３〜Ｒ１
５およびトランジスタＱ８によって構成しである。また
、第３図に示す回路においては、電流源ＩＩ、１２を各
々インピーダンス素子Ｒ５，Ｒ６によって構成している
。
２図に示す回路においては、電流源１１をインピーダン
ス素子ＲＩＯ〜Ｒ１２およびトランジスタＱ７によって
構成し、電流源Ｉ２をインピーダンス素子Ｒ１３〜Ｒ１
５およびトランジスタＱ８によって構成しである。また
、第３図に示す回路においては、電流源ＩＩ、１２を各
々インピーダンス素子Ｒ５，Ｒ６によって構成している
。
「発明の効果」
以上説明したようにこの発明によれば、バランスミキサ
を構成するトランジスタのコレクタ電流を小さく、差動
増幅器を構成するトランジスタのコレクタ電流を大きく
設定することができるので、雑音指数特性と歪特性の両
方を同時に良くすることができる。
を構成するトランジスタのコレクタ電流を小さく、差動
増幅器を構成するトランジスタのコレクタ電流を大きく
設定することができるので、雑音指数特性と歪特性の両
方を同時に良くすることができる。
また、バランスミキサを構成するトランジスタを流れる
電流が小さく、これらのコレクタ抵抗における電圧降下
が小さいので、電源電圧を小さくしてもトランジスタの
Ｖｃｅは十分にとることができる。
電流が小さく、これらのコレクタ抵抗における電圧降下
が小さいので、電源電圧を小さくしてもトランジスタの
Ｖｃｅは十分にとることができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図および第３図は各々同実施例のより具体的な構成例を
示す回路図、第４図は従来回路の構成を示す回路図であ
る。 Ｑ１〜Ｑ６・・・・・・トランジスタ（第１〜第６のト
ランジスタ）、Ｒ１，Ｒ２・・・・・・インピーダンス
素子（給電経路）、１１．１２・・・・・・電流源（給
電経路）、Ｑ７．Ｑ８・・・・・・トランジスタ（給電
経路）、Ｒ５，Ｒ６・・・・・・インピーダンス素子（
給電経路）。
図および第３図は各々同実施例のより具体的な構成例を
示す回路図、第４図は従来回路の構成を示す回路図であ
る。 Ｑ１〜Ｑ６・・・・・・トランジスタ（第１〜第６のト
ランジスタ）、Ｒ１，Ｒ２・・・・・・インピーダンス
素子（給電経路）、１１．１２・・・・・・電流源（給
電経路）、Ｑ７．Ｑ８・・・・・・トランジスタ（給電
経路）、Ｒ５，Ｒ６・・・・・・インピーダンス素子（
給電経路）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１、第２のトランジスタの共通エミッタと第３、第４
のトランジスタの共通エミッタを各々第５、第６のトラ
ンジスタの各コレクタに接続し、前記第５、第６のトラ
ンジスタの各エミッタをインピーダンス素子を介して定
電流源に接続し、かつ、前記第１、第４のトランジスタ
の共通ベースと前記第２、第３のトランジスタの共通ベ
ースとの間に局部発振信号を入力するとともに、前記第
５、第６のトランジスタの２個のベースの間に高周波信
号を入力し、前記第１、第３のトランジスタの共通コレ
クタと前記第２、第４のトランジスタの共通コレクタと
の間から中間周波信号を取り出すミキサ回路において、 電源から前記第１〜第４のトランジスタのコレクタへ電
流を供給する給電経路と、前記電源から前記第５、第６
のトランジスタのコレクタへ電流を供給する給電経路と
を別個に設けたことを特徴とするミキサ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25146990A JPH04129407A (ja) | 1990-09-20 | 1990-09-20 | ミキサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25146990A JPH04129407A (ja) | 1990-09-20 | 1990-09-20 | ミキサ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04129407A true JPH04129407A (ja) | 1992-04-30 |
Family
ID=17223279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25146990A Pending JPH04129407A (ja) | 1990-09-20 | 1990-09-20 | ミキサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04129407A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005053149A1 (ja) * | 2003-11-28 | 2005-06-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | ミキサ回路 |
| US7417486B2 (en) | 2004-09-28 | 2008-08-26 | Sharp Kabushiki Kaisha | Voltage-current conversion circuit, amplifier, mixer circuit, and mobile appliance using the circuit |
| JP2014057331A (ja) * | 2008-04-15 | 2014-03-27 | Qualcomm Incorporated | 受信機内で通信信号を処理する方法および装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5327407A (en) * | 1976-08-24 | 1978-03-14 | Atomic Energy Authority Uk | Video reproducer |
| JPH0220164A (ja) * | 1988-07-08 | 1990-01-23 | Hitachi Elevator Eng & Service Co Ltd | 遠隔監視装置 |
-
1990
- 1990-09-20 JP JP25146990A patent/JPH04129407A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5327407A (en) * | 1976-08-24 | 1978-03-14 | Atomic Energy Authority Uk | Video reproducer |
| JPH0220164A (ja) * | 1988-07-08 | 1990-01-23 | Hitachi Elevator Eng & Service Co Ltd | 遠隔監視装置 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005053149A1 (ja) * | 2003-11-28 | 2005-06-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | ミキサ回路 |
| JPWO2005053149A1 (ja) * | 2003-11-28 | 2007-12-06 | 松下電器産業株式会社 | ミキサ回路 |
| US7613440B2 (en) | 2003-11-28 | 2009-11-03 | Panasonic Corporation | Mixer circuit |
| US7417486B2 (en) | 2004-09-28 | 2008-08-26 | Sharp Kabushiki Kaisha | Voltage-current conversion circuit, amplifier, mixer circuit, and mobile appliance using the circuit |
| JP2014057331A (ja) * | 2008-04-15 | 2014-03-27 | Qualcomm Incorporated | 受信機内で通信信号を処理する方法および装置 |
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