JPH0393464A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスイッチングレギュレータに関するものである
。

［従来の技術］ 従来．この種のスイッチングレギュレータとして，第５
図に示されるような，フォワードコンバータが広く知ら
れている。

このフォワードコンバータでは，商用入力電源からの交
流電圧を入力整流ダイオード２で整流し，入力コンデン
サ３で平滑する。この平滑された入力電圧を，主トラン
ジスタ４のスイッチング動作によって矩形波パルス電圧
に変換する。この矩形波パルス電圧は．主トランス６に
よって電圧レベルが変換される。この主トランス６から
出力された電圧は，ダイオード８，コイル１７．および
コンデンサ９を有する平滑回路で平滑され，この平滑さ
れた出力電圧は，平均直流電圧として負荷抵抗１０に印
加される。

ここで，入力コンデンサ３の両端電圧，出力電圧．スイ
ッチング周期．主トランジスタ４のオン幅，主トランス
６の１次．２次巻線数を，それぞれ，Ｖｌ　　（Ｖ），
Ｖｏ　（Ｖ），　Ｔ（秒）ＩＴＯＮ（秒），ＮｌＣ回）
．Ｎ２Ｃ回）とすると．これらの間には．下記（１）式
の関係がある。

（１）式において，出力電圧ｖｏは，パルス幅制御回路
１８により．スイッチング周期Ｔを固定し，主トランジ
スタ４のオン幅Ｔ’ｏｓを可変制御することによって．
安定化される。

［発明が解決しようとする課題］ しかし，従来のフォワードコンバータの場合．主トラン
ジスタ４の負荷が誘導負荷であり．夕一ンオン及びター
ンオフ時に急激に大電流をスイッチングする。そのため
，主トランジスタ４及び整流ダイオード９のスイッチン
グロスが大きくなる。

更に．＠圧・電流の急変に対応したスイッチングノイズ
が過大なため．第５図に示されるように．主トランジス
タ４．！！流ダイオード８．１５の両端にＣＲスナバ１
３，１４，１６．又．入力ラインにＬＣフィルタ１２等
のノイズ低減素子が必要であり，回路構成が複雑で形状
が大きく．高価格になるという欠点があった。

また．これらの欠点は，スイッチング動作の高周波化と
共に顕著になるため，高周波化による電源の小形化を阻
害する基本的な要因であった。

［課題を解決するための手段］ 本発明によるスイッチングレギュレータは，交流電源か
らの交流電圧を整流し．整流された入力電圧を出力する
入力整流手段と，前記整流された入力電圧を受ける入力
コンデンサとを有し，該入力コンデンサの両端には．主
トランスの１次巻線と主トランジスタとを有する第１の
直列回路が接続され，前記主トランスの２次巻線には，
ダイオードと出力コンデンサとを有する第２の直列回路
が接続され，前記ダイオードは，前記主トランスの１次
巻線に電圧が印加されたときに導通する向きに接続され
，前記出力コンデンサは出力電圧を発生し，該出力コン
デンサの両端には負荷抵抗が接続されるスイッチングレ
ギュレータに於いて，前記第２の直列回路は可飽和リア
クトルを有し，前記出力電圧に応答して．前記主トラン
ジスタのオン幅を，該主トランジスタのオフ幅が一定の
状態で，制御する周波数制御手段を存することを特徴と
する。

［実施例］ 以下，本発明の実施例について図面を参照して説明する
。

第１図において，点線Ａ内で囲んだ部分が本発明の特徴
となる部分である。入力コンデンサ３の両端に主トラン
ス６の１次巻線及び主トランジスタ４とからなる直列回
路が接続されている。主トランジスタ４と並列にコンデ
ンサ５が接続されている。また．主トランス６の２次巻
線には，主トランス６自身のり一ケージインダクタンス
によるものあるいは外付されたコイル７と可飽和リアク
トル２３とダイオード８とコンデンサ９とからなる直列
回路が接続されている。コンデンサ９の両端には負荷抵
抗１０が接続されている。

尚．ダイオード８は主トランス６の１次巻線に電圧印加
された時に導通する向きに接続されている。また，主ト
ランジスタ４は，オフ幅一定で，出力電圧に応じてオン
幅を制御可能な周波数制御回路１１により駆動される。

さて，ダイオード８のオン・オフの一周期において．ダ
イオード８がターンオンした時刻ｔを零とする（ｔ−０
）と，ダイオード８のオン期間（以降，オン期間，オフ
期間とはダイオード８の状態を言う）の主トランス６の
出力側の等価回路は，第２図の様になる。

第２図において，ダイオード８は導通状態のため，順方
向ドロップ電圧を無視して省略し．出力コンデンサ９の
容量値は十分大きいとし，定電圧源２０に置換している
。また，定電圧［１９は，主トランス６のオン期間の２
次巻線誘起電圧である。

ここで，入力コンデンサ３の両端電圧をＥｌ，主トラン
ス６の１次巻線と２次巻線の巻数をそれぞれＮ，，Ｎ２
，定電圧原１０の電圧をＥ２とすると，Ｅ２は次式で表
わされる。

又，コイル７のインダクタンスをＬ　？　＋　出力電圧
即ち定電圧源２０の電圧をｖ０とすると，コイル７を流
れる電流１，７は，次式で表わされる。

・・・　（３） 尚，後述する通り，オフ期間には主トランス６の２次巻
線に逆電圧を生じ，ダイオード８によって阻止され，コ
イル７には電流は流れない。

第４図にコンデンサ５の両端電圧ｖｃ．主トランス６の
１次巻線電流Ｉ　Ｔ１＋　コイル７の電源ＩＬ７のオン
．オフ両期間の波形を示す。オン時間を？．■ オフ峙間をＴ　＠Ｉｔ とすると， コイル７の電 流Ｉ Ｌ７の平均値， 即ち， 出力電流 １ は， となる。

負荷抵抗１０の抵抗値をＲとすると， 出力電圧 ｖｏ は， ■０ −Ｒｌ　　０ （５） と表わされることにより， （５）式に （４） 式を 代入し， 整理すると， 出力電圧Ｖ。

は， となる。

上式より．Ｆｉ流入力電圧Ｅ，及び負荷抵抗１０の変化
に対し，オン時間Ｔ．．を制御することにより出力電圧
■。を安定化できることがわかる。

即ち，通常の比較的低周波のスイッチングの場合，主ト
ランス６のリ一ケージインダクタンス等は無視されるた
め，（６）式でＬ７−０とおくと，出力電圧ｖ０は， となり，出力電圧ｖ０の安定化は困難となる。そのため
，第５図に示された従来回路の様に，転流ダイオード１
５，平滑コイル１７からなる方形パルス電圧の平滑回路
が必要となる。しかし，高周波スイッチングにより主ト
ランス６のリ一ケージインダクタンスが無視できなくな
る場合や．コイル７を外付けした場合には，コイル７の
インダクタンスが無視できなくなり，その結果，オン時
間Ｔ．．の調整により，平滑回路がなくても出力電圧■
。の安定化が可能となることがわかる。

次に，オフ期間の主トランス６周辺の等価回路？第３図
に示す。主トランジスタ４及びダイオード８はカットオ
フのため，主トランジスタ４及び主トランス６の２次側
回路は省略できる。ターンオフ時点での主トランス６の
１次側から見た励磁電流ｌ■は，主トランス６の１次側
インダクタンスをＬ１とすると ？なる。したがって，第３図におけるコイル２１の初期
電流を■．■　コンデンサ５の初期電圧を零とすると．
第４図に示す通り，回路はコイル２１とコンデンサ５に
よる自由振動を呈し．コンデンサ５の両端電圧ｖｃ及び
コイル２１を流れる電流ｌ．は下式の通りとなる。

第４図において＋ＶＣが再び零にもどった時点で主トラ
ンス６の２次側には再び出力電圧に相応じた電圧が発生
し，ダイオード８はオンとなり，オン期間に入る。

ダイオード８がオンした直後，即ち，ｔ−０〜Ｔ　ｃｐ
のクランプ期間は．主トランス６の励磁電流が入力コン
デンサ３への電力帰還と出力コンデンサ９への電力供給
を受け持つ。この期間，主トランス６の１次電流ＩＴＩ
には主トランジスタ４の内部ダイオードを介して逆方向
に１次傾斜で減衰する電流が流れるが，もし主トランジ
スタ４がオフ状態であると，逆方向電流が零になった時
点からコンデンサ５の充電が始まり，主トランジスタ４
に電圧を生じる。したがって，　　Ｏ　＜　ｔ　＜　Ｔ
　ｔ　ｐの期間内に主トランジスタ４をオン状態にして
おけば，ダイオード８のオン期間に電圧を生じることは
ない。

さて．ターンオフにおいては，主トランジスタ４の電流
は即カットオフされ．また，主トランス６の励磁電流は
コンデンサ５に流れ込む。主トランジスタ４の両端電圧
，即ちＶ。は，ターンオフ後，正弦波状に増大してゆく
。このため．主トランジスタ４にターンオフの電圧●電
流クロスにスイッチングロスは発生しない。さらに，主
トランジスタ４のターンオンにおいては，主トランス６
のクランプ期間内の適当な時刻にターンオンすれば，電
圧は零状態のため，電圧・電流クロスのスイッチングロ
スは生じない。

さらに，電圧の正弦波化により，寄生容量と寄生インダ
クタンスのリンギングによるスイッチングノイズも生じ
ない。したがって，第５図の従来回路で必要であった入
力ラインフィルタ１２，ＣＲスナバ１３．１４．１６等
を削除することも可能となる。

尚，ｆｆｉｌ図に示すコンデンサ５，コイル７は．高周
波スイッチング時には，それぞれ，主トランジスタ４の
空乏層容量，主トランス６のリ一ケージインダクタンス
を利用することも可能である。

また，主トランス６の２次側に、オフ時ハイインピーダ
ンスで，オン時ローインピーダンス特性をもつ可飽和リ
アクトル２３が付加されている。

これにより，ダイオード８のターンオフ時のり−ケージ
インダクタンスによる急峻な残留電流を抑圧し．主トラ
ンジスタ４のオフ時の電圧振動波形の減衰率を小さ（　
Ｌ，　Ｚ　Ｖ　Ｓ　（ｚｅｒｏ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｗ
ｌｔｅｈｉｎｇ）を実現できる。

［発明の効果］ 以上説明した様に，本発明は，主トランスのり一ケージ
インダクタンスあるいは外付されたコイルのインダクタ
ンス作用を利用して主トランジスタのオフ幅制御により
，従来の大型平滑コイルや転流ダイオードがなくても，
出力電圧の安定化が可能となる。また，主トランスのイ
ンダクタンスと主トランジスタに並列接続されたコンデ
ンサとの共振作用により，主トランジスタに印加される
電圧波形を正弦波化し，低損失・高効率化を達成すると
共に，低ノイズ化のためのノイズフィルタやスナバを削
除することが可能となる。さらに，主トランスの２次側
に可飽和リアクトルを付加することにより，ダイオード
ターンオフ時のリーケージインダクタンスによる急峻な
電流を抑圧し，オフ時ハイインピーダンス特性によるト
ランジスタオフ時電圧振動波形の減衰率を小さ＜Ｌ，Ｚ
ＶＳによる効率平均化が可能になる。従って，回路構成
が簡素で，小形・高信頼なスイッチングレギュレータを
実現することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるスイッチングレギュレ
ータを示す回路図，第２図及び第３図は第１図の回路の
動作を説明するための等価回路図，第４図は第１図の回
路の動作を説明するための波形図，第５図は従来のスイ
ッチングレギュレータを示す回路図である。 １・・・入力商用電源，２・・・入力整流ダイオード，
３・・・入力コンデンサ，４・・・主トランジスタ，５
・・・コンデンサ又は主トランジスタの寄生容量，６・
・・主トランス，７・・・コイル又は主トランス６のり
一ケージインダクタンス．８・・・ダイオード，９・・
・出力コンデンサ，１０・・・負荷抵抗、１１・・・周
波数制御回路，２２・・・主トランジスタ４の内部ダイ
オード，２３・・・可飽和リアクトル。　　　　κ窮ヘ
￥１図 第２図 ｒ７ 第３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、交流電源からの交流電圧を整流し、整流された入力
   電圧を出力する入力整流手段と、前記整流された入力電
   圧を受ける入力コンデンサとを有し、該入力コンデンサ
   の両端には、主トランスの１次巻線と主トランジスタと
   を有する第１の直列回路が接続され、前記主トランスの
   ２次巻線には、ダイオードと出力コンデンサとを有する
   第２の直列回路が接続され、前記ダイオードは、前記主
   トランスの１次巻線に電圧が印加されたときに導通する
   向きに接続され、前記出力コンデンサは出力電圧を発生
   し、該出力コンデンサの両端には負荷抵抗が接続される
   スイッチングレギュレータに於いて、前記第２の直列回
   路は可飽和リアクトルを有し、前記出力電圧に応答して
   、前記主トランジスタのオン幅を、該主トランジスタの
   オフ幅が一定の状態で、制御する周波数制御手段を有す
   ることを特徴とするスイッチングレギュレータ。