JPH03504074A - バッテリー充電器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 バッテリー充電器 技術分野 本発明はバッテリー充電システムに関する。そして、より詳しく云えば、充電回 路を過電流で動作させることも、バッテリーを過充電することもなく、バッテリ ーを効果的に充電するように充電の電流と電圧が制御されるバッテリー充電シス テムに関する。

背景技術 種々のタイプの工具と器具内での再充電可能なバッテリーおいて、ニッケルーカ ドミウムシステムはハンドベルト電動工具および他の器具で圧倒的に用いられて いる。一般にニッケルーカドミウムシステムは、使用できる充電／放電のサイク ルの回数からみて長寿命であるが、単位体積当りエネルギーが比較的低く、かつ 、最初のコストが比較的高い。例えば、より強力なモーターで駆動させるハンド ベルトの電動工具で大容量電源装置を用いる場合、伝統的ニッケルーカドミウム システムで十分な電力を供給するというのは、コストの観点から設計上の最適の 選択肢にならないだろう。鉛−酸システムを含む他のタイプの化学バッテリーシ ステムで、より費用効果の高いシステムが利用可能である。これらはコンパクト で費用効果の高い容器内で比較的大電流を供給しつる。

鉛−酸電池のセル電圧は約２ボルトである。これに対して伝統的ニッケルーカド ミウムセルは１．２ボルトである。従って、特定用途に対して必要な鉛−酸セル の数はニッケルーカドミウムセルと比較して少い。この観点から、コンパクトで ゲル状電解液または吸収された電解液の鉛−酸システムが大型のハンドベルト電 動工具と他のバッテリー電源使用の器具内で用いられる電動機を駆動するのに十 分な電力を供給するのに利用しうる。

鉛−酸セルに充電するために設計されたバッテリー充電器の条件はニッケルーカ ドミウムシステムに対して適当だと一般に考えられているものとは若干具ってい る。鉛−酸バッテリーのインピーダンスは、完全放電時の低インピーダンス値か ら、完全充電時の比較的高いインピーダンス値まで大きく変動する。さらに、鉛 −酸バッテリーはサルフェーションを生じることがある。サルフエーションでは 、放電中に生じた硫酸鉛の小部分が充電中に電解液中に溶出しなくなる。硫酸塩 は時間とともに、そして、放電／充電サイクルの合計回数とともに蓄積される傾 向がある。鉛−酸バッテリーの伝統的バッテリー充電器には降圧変圧器が含まれ ていて、入力電圧（たとえば交流１２０Ｖ）を低い電圧に下げ、整流して、８０ ２回路を通じてバッテリーに供給している。充電に大電流を希望する場合、例え ば４アンペア以上のオーダーの場合、それに適するサイズの降圧変圧器は比較的 重く、高価な機器になる。しかしながら、大型変圧器は、ハンドベルトの工具と 器具に関連する一般的な物理的に小型軽量の充電器にとって望ましいとは考えら れていない。充電器の回路が比較的大きな充電電流を供給できる場合でさえ、充 電の終りには、充電電圧を高くして、バッテリーへの供給電流が流れるようにし ないことが重要である。これはバッテリーの放電、〆光磁のサイクルの累計回数 を不当に減少させることがあるからである。

そこで、大電流システム用のバッテリー充電器の設計では、充電電流を充電回路 の部品が過負荷にならないレベルに制限すること、およびバッチＩＪ−に印加さ れる電圧を放電／充電サイクルの回数を減少させない、または、バッテリーの運 用効率を損わないレベルに制限することが重要である。

めの改良されたバッテリー充電器を提供することである。

本発明の他の目的は、。効率的充電サイクルに合致する方法でバッテリーに供給 する電圧および電流を精密に制御するバッテリー充電器を提供することである。

発明のひとつの側面によれば、電圧で制御される可変インピーダンス手段を通じ てバッテリー充電用直流電圧を印加する手段を提供する。制御手段がバッテリー 電圧に応答して、選定された比率でバッテリーを充電するために、また事前に決 定された充電レベルで充電を中止するために、可変インピーダンス手段を制御す る。

可変インピーダンス手段はバッテリーと直列の回路内にあり、少なくとも飽和領 域と、そのインピーダンスが、制御電圧の比例関数として制御される直線の動作 領域が含まれている。さらに、可変インピーダンス手段にはインピーダンスがバ ッテリーの充電を停止するのに十分な程度に高くなるオフ状態が含まれる。

本発明の他の側面として、バッテリー電圧が選定された値以下になったときに、 制御手段が可変インピーダンス手段をオフ状態にするように制御する。

さらに本発明の他の側面としで、可変インピーダンス手段がオフ状態になってい で、バッテリー電圧が選定された値以下であるときにバッテリーを充電するため の微弱電流の充電路を設けている。微弱電流の充電路には、電流が微弱電流の充 電路を通過するときに順方向のバイアスが加えられる発光ダ・ｆオードが含まれ ている。発光ダイオードは可変インピーダンス手段を含む回路内にあり、可変イ ンピーダンス手段が電界効果インピーダンスの場合で、その飽和領域にあるとき 、順方向のバイアスが加えられる。

本発明の他の側面によれば、制御手段には基準電圧と充電されるバッテリーの電 圧に応答して、電圧で制御される可変インビ・−ダンス手段に制御電圧を供給し ている電圧調節手段が含まれる。電圧調節手段には、基準電圧と充電されるバッ テリーの電圧を代表する電圧との差に応答して、可変インピーダンス手段に制御 電圧を供給するエラー増幅器が含れる。

さらに本発明の側面として、温度が選定値以上に高くなると、可変インピーダン ス手段のインピーダンスを高めるため、温度制御手段が設けられている。温度が 選定値以下になると、温度制御手段が可変インピーダンス手段のインピーダンス を低くする。温度制御手段には、可変インピーダンス手段と伝熱的に関連し、か つ、温度に応答する抵抗が含れている。

本発明の別の側面によると、温度上昇の補償として、制御手段の温度が規定値以 上に上昇した場合に、それに応答する温度補償手段が可変インピーダンス手段を 制御してバッテリーに印加される電圧を低下させる。

本発明の他の側面として、電圧変換手段が第１周波数交流電源電圧を第２周波数 交流電圧に変換する。そして、第２周波数交流電圧を直流に変換する。第２周波 数交流電圧の周波数は第１周波数交流電源電圧の周波数の３５０倍から６００倍 の間である。第２周波数交流電圧の電圧を下げるために降圧変圧器が設けられて いる。その一方で、降圧された電圧を整流するための手段が設けられている。

本発明は、時間効率が高い形でバッテリーを充電するように、充電電流が不当に 高い電流にならないように、または過電圧状態でバッテリーを充電しないように 、充電電流を制御し、かつ、高周波で動作する電圧変換手段を使用することによ って、小型軽量の部品を使用できるようにした先進的バッテリー充電器のシステ ムを提供している。同じ容量の従来装置より大幅に小型で、軽量になっていて、 伝統的な自動車環境だけでなく、ポータプルでハンドベルトの工具と器具を含め て各種の再充電可能な装置での使用に十分適したバッテリー充電器のシステムを 提供する。

本発明の他の目的と、これ以上の応用範囲は添付図面と関連させて示されている 以下の詳細説明から明らかになるであろう。図面内では同じ部品は同じ参照記号 で示されている。

図面の簡単な説明 図１は、本発明にもとずくバッテリー充電システムの全体的ブロック線図である 。

図２は、図１の電圧変換器の回路図である。

図３は、図２の電圧変換器の電圧／電流の出力特性の理想化したグラフ表示であ る。

図４は、図１の充電電流コントローラーによって与えられる電圧／電流の充電特 性のグラフ表示である。

図５は、図１の充電電流コントローラーの回路図である。

図６は、図５の充電電流コントローラーとともに用いられる代表的電圧調節器の 略図である。

発明を実施するための最良の形態 本発明にもとずくバッテリー充電器のシステムが図１に一般的な形で示されてい て、これには、交流１２０Ｖまたは交流２２０／２４０Ｖの電源のような入力電 源を受ける電圧変換器１００が含まれていて、調節された電流をバッテリー充電 電流コントローラー２００に供給する。一方、コントローラー２００はバッチＩ Ｊ　−Ｔ３に充電電流を供給する。好ましい実施態様では、バッテリーＢは１２ ボルトの鉛−酸のバッテリーである。そして、もし、望むならば、別の１２ボル トの鉛−酸のバッチＩＪ　−Ｂ’　　（点線で表示されている）をバッチＩＪ− ８に並行に接続して、両バッテリーＢおよびＢ′を同時に充電してよい。２個の バッテリーＢおよびＢ′の同時充電は２４ボルト用製品内でバッテリーを直列に 接続して使用する場合に用いられる。

図２の回路線図に示されるように、電圧変換器１００が、例えば６０旧ないし５ ０七の交流１２０ｖの電源１０２からの電源を受けて、フユーズ１０４、電圧ス パイクリミタ−１０６およびインダクターとコンデンサーのフィルター回路を含 み、全体的に１０８として示されている入力回路を通して電源電力を、ダイオー ドＤ、、Ｄ、、Ｄ、、Ｄ、によって定義される全波ブリッジ型整流器１１０の入 力側に送る。整流器１１０の出力はコンデンサー１１２で濾波され、シャーシー の接地ライン１１６に対する正電位、例えば直流１５０Ｖとして、直流電源ライ ン１１４に現われる。基準電源電圧は直流電源ライン１１４とシャーシ接地ライ ン１１６の間の抵抗１２０および１２２の直列の回路内で、コンデンサー１２４ と並行の回路内のツェナーダイオード１１８によって供給される。

無安定マルチバイブレータ−０８Ｃは、ツェナーダイオード１１８と抵抗１２０ ０間の結節点の基準電源電圧から抵抗１２６、ダイオード１２８、コンデンサー １３０を含む回路を通じて、オペレーティング電力を受けている。コンデンサー １３０はマルチバイブレータ−０８Ｃのための“ソフト”スタートの機能を与え ている。マルチバイブレータ−０８Ｃは出力ライン１３２に反復パルス出力を供 給する。このパルスの反復率はコンデンサー１３４と抵抗１３６の組合せによっ て制御される。好ましい実施態様では、マルチバイブレータ−０８Ｃとコンデン サー１３４および抵抗１３６の組合せとして、′５５５′ＣＭＯＳを用いた無安 定ＲＣタイマー機能が、例えば２５ＫＨｚのパルス反復率の出力方形波を供給す る。この反復率は入力の交流周波数の３５０−４５０倍の範囲になる。マルチバ イブレータ−０８Ｃの出力はＮチャンネルのエンハンスメント形スイッチングＭ Ｏ８ＦＥＴ１３８、１４０．１４２にゲート電位を供給するのに用いられる。一 方、これらＭＯＳＦＥＴは以下に、より完全に説明するように変圧器Ｔ、を通る 電流を周期的に反転する。適当なＭＯＳＦＥＴ　）ランシスターにはインターナ ショナル・レフティファイア・コープによって製造されたＩＲＰ−６３５デバイ スが含れる。

マルチバイブレータ−０８Ｃの動作中に、各方形波の出力サイクルの最初の半サ イクル中にマルチバイブレータ−０８Ｃの出力ライン１３２に最初の極性の電圧 が現れる。そして、抵抗１４４を通じてＭＯＳＦＥＴ１３８のゲートに、また抵 抗１４６を通じてＭＯＳＦＥＴ１４２のゲートに結合され、これらのＭＯＳＦＥ Ｔの両方をオン状態にするためのバイアスになる。ＭＯＳＦＥＴ１４２がバイア スによってオン状態になると、ＭＯＳＦＥＴ１４０のゲートが効果的に接地電位 に引下げられ、オフ状態が維持されるので、ＭＯＳＦＥＴ１４０を電流が流れな い。同時にＭＯＳＦＥＴＩ３８がバイアスでオン状態になることにより、シャー シー接地ライン１１６からＭＯＳＦＥＴ１３８を通って変圧器Ｔ、の一次巻線１ ４８、およびコンデンサー１５０を通って、直流電源ライン１１４への回路が完 成する。それによって、変圧器ＴＩの一次巻線１４８を通る第１の方向の電流が 流れる。ＭＯＳＦＥＴ１３８がオンになっている期間に、コンデンサー１５０が 事前に決定されている電圧、例えば７５ボルトに充電される。同じ電圧が変圧器 Ｔ１の一次巻線１４８の両端に現われる。それでコンデンサー１５０（７５ボル ト）と変圧器Ｔ、の一次巻線１４８（７５ボルト）の両端の電圧はライン１１４ および１１６の間に現われている電圧の１５０ボルトと等しい。変圧器Ｔ、の二 次巻線１５２の両端に現れる電圧は、−次巻線１４８の両端に現れる７５ボルト から降圧されている。二次巻線１５２は分割された二次巻線で、そのセンタータ ップは回路の共通結節点ＣＣに接続している。また二次巻線１５２は出力結節点 １５８と回路の共通結節点ＣＣの間が規定されている直流電位差になるように一 対の整流ダイオード１５４および１５６を通って接続されている。結節点１５８ およびＣＣの間の直流電圧は電圧変換器１００の出力になっていて、図５と関連 させて、以下に、より完全に説明しているように、バッテリー充電電流コントロ ーラー２００に印加される。

ＭＯＳＦＥＴ１３８がバイアスでＯＮになる期間は、マルチバイブレターＯ８Ｃ の出力電圧がＭＯＳＰＥＴ１４２のゲートに供給され、このＭＯＳＦＥＴをオン 状態になるようにバイアスする。それでＭＯＳＦＥＴ１４０のゲートに接地電位 が印加されて、ＭＯＳＦＥＴ１４０をオフ状態にバイアスする。さらに、この期 間中にコンデンサー１６０が直列に接続されているダイオード１６２と抵抗１６ ４、およびＭＯＳＦＥＴ１３８のソースとドレインの両電極を通じて充電される 。

つぎに続く半サイクル中に、マルチバイブレータ−０８Ｃのパルス出力が反対の 状態に切換えると、ＭＯＳＦＥＴ１３８とＭＯＳＦＥＴ１４２がＯＦＦ状態にな るようにバイアスされて、変圧器Ｔ１の一次巻線１４８が接続されている回路を 遮断し、ＭＯＳＦＥＴ１４０のゲートへの接地回路を遮断し、コンデンサー１６ ０の充電を中断する。ＭＯＳＦＥＴ１４２がオフ状態になることによって、ＭＯ ＳＦＥＴ１４０のゲートが抵抗ｉ６６　ｂよび１６８を通じてコンデンサー】、 ６０に効果的に結合され、ＭＯＳＦＥＴ１４０をオン状態になるようにバイアス する。ＭＯＳＦＥＴＬ４０がオン状態になることによって、コンデンサー１５０ と変圧器Ｔ、の一次巻線１４８がＭＯＳＦＥＴ１４０のソースとドレンの両電極 の導通による閉ループ内で結合される。それによって、コンデンサー１５０の電 圧（７５ボルト）が変圧器Ｔ、の一次巻線１４８の両端に現われて、−次巻線１ ４８内の電流が反転する。変圧器Ｔ、の二次巻線１５２に現われる降圧した出力 電圧も同様に反転する。そして、ダイオード１５４および１５６によって整流さ れ、出力用結節点１５８に、充電電流コントローラ２００へ送るための出力直流 電圧として現れる。

そこで、マルチバイブレータ−０８Ｃの方形波の各出力サイクルの交番の各半サ イクルの間、最初の極性の電圧がライン１１４とライン１１６の間にコンデンサ ー１５０を介して接続さ対極性の電圧が電源からコンデンサー１５０を通して、 −次巻線１４８の両端に印加される。−次巻線を交番電流が流れることによって 、変圧器Ｔ１の二次巻線１５２への電圧変換に必要な交番磁束を生じる ツェナーダイオード１７０はＭＯＳＦＥＴ１４０のゲートに印加される電圧をＭ ＯＳＦＥＴ１．４０の飽和電位にクランプして、飽和電位を超えた潜在的に有害 な電圧が印加されないようにする。コンデンサー１７２と抵抗１７４はＭＯＳＦ ＥＴ１３８のためのスナバ−回路を形成している。一方、コンデンサー１７６と 抵抗１７８はＭＯＳＰＥＴ１４０のためのスナバ−回路を形成する。各スナバ− 回路はＭＯＳＦＥＴ１３８および１４０にとって有害になりつる異常な電圧スパ イクのバイパス路になる。

例えば充電電流コントローラー２００（図５）内で短絡ないし過負荷の状態にな って、ＭＯＳＰＥＴ１３８がオンのときに変圧器Ｔ、の出力に過負荷の状態を生 じた場合、変圧器Ｔ１のインダクタンスによるインピーダンスは極端に小さく、 コンデンサー１５０はライン１１４と１１６の間の電源電圧（１５０ボルト）に 急激に充電される。これらの状態で変圧器Ｔ１による誘導回路周辺の磁界の強さ が著るしく大きくなり、磁界内の蓄積エネルギーによって電流が同方向に流れ続 けようとする。

通常、この状態ではコンデンサー１５０をさらに高い電位まで充電し、回路が望 ましくない振動状態になり始める。それによって変圧器Ｔ、を飽和させる。

Ｍ［１ＳＦＥＴ１３８がオン状態になるようにバイアスされているときに、この 過負荷による振動を生じないようにするために、変圧器Ｔ、の誘導回路の磁界の 蓄積エネルギーで生じる電流はＭＯＳＦＥＴ１３８のドレインどソースの各電極 、ダイオード１．８０、変圧器Ｔ、の一次巻線１４８を含むループに流れる。こ れによる電流は磁界が完全消滅するまで、このループ内を流れ続ける。この期間 中は、コンデンサー１５０は電源電圧（１５０ボルト）に充電され続けて、ＭＯ ＳＦＥＴ１３８がオン状態になる期間中に重大事故を生じさせないように、振動 傾向を減衰させている。

過負荷または短絡状態の下で、ＭＯＳＦＥＴ−１３８がオフ状態に切換えられ、 ＭＯＳＦＥＴ１４０がオン状態に切換えられると、コンデンサー１５０は変圧器 の誘導回路とＭＯＳＦＥＴ１４０のドレインとソースの両電極を含む閉ループ内 にある。コンデンサー１５０はＭＯＳＦＥＴ１３８がオン状態だった期間中に達 した充電４位である以前の充電４位（１５０ボルト）に充電されたままである。

変圧器Ｔ、の誘導回路のインピーダンスが低いことにより、以前に充電されたコ ンデンサー１５０が低インピーダンス回路を通じて本質的にゼロボルトになるま で急激に放電される。コンデンサ・−１５０が急激に放電されるので、変圧器の 誘導回路の周辺に磁界が急激に形成される。コンデンサー１５０が完全に放電し たとき、変圧器Ｔ、の周辺磁界の蓄積エネルギーは、コンデンサー１５０の放電 が行われたときと同じ方向の電流を維持しようとする。それで継続的に流れる電 流は、通常、コンデンサー１５０を負の方向に充電する。コンデンサー１５０が 負の方向に充電されることにより、ＭＯＳＦＥＴ１３８が再びオン状態になるよ うにバイアスされたとき、電源とコンデンサー１５０の負の充電の合計電圧は１ ５０Ｖを大幅に超える状態になる。

この状態も、また、かなりの電圧になるので、変圧器Ｔ。

が飽和し、回路部品の破壊に至る重大事故を生じる可能性がある。ダイオード１ ８２はコンデンサー１５０と並行な回路に接続されていて、コンデンサー１５０ の逆方向充電を防いでいる。

コンデンサー１５０が完全に放電したあとで、変圧器Ｔ、の磁界の蓄積エネルギ ーから生じた電流は、最小インピーダンスの導通路を求めて、コンデンサー１５ ０を迂回して、ダイオード１８２を通過する。結果として、蓄積エネルギーが完 全に消滅し、ＭＯＳＦＥＴ１．４０がオン状態になっている期間の残りの期間に 定常状態に達成する。

そこで、電圧変換器１００内にダイオード１８０および１８２を接続することに よって、変圧器Ｔ、の出力側に接続されているバッテリー充電電流コントローラ ＝　２００のような負荷で、短絡ないし過負荷を生じたききに、変換器内で好し くない振動の発生を防止する。

電圧変換器１００は、図３に示すように、変換器１００の動作中に生じる電圧と 電流を示す負荷曲線Ａ−Ｂ−Ｃ−Ｄに沿って動作する。もし、Ｖ　ｍａｘがある 接続期間、バッテリーＢに印加されると、放電２．／充電サイクルの最終回数と してのバッチＩＪ−Ｂの使用寿命が短かくなる。同様に、電圧変換器１００をＩ ｍａｘの電流で動作させると、電圧変換器１００の電流が流れる部品が過負荷に なり、損傷を生じる可能性がある。以下に、より詳細に説明するように、Ｖｍａ ｘとＩ　ｍａｘの状態で動作しないような対策がとられている。この目的で、バ ッテリー充電電流コントローラー２００には、図４に示すように、Ｂ−Ｃの部分 の間の負荷曲線上に充電動作を限定する制御回路が含れている。１２ボルトのバ ッテリーＢの場合、本発明では、Ｖ］ｏｗを約５．５ボルトに、Ｖｌｉｍ（すな わち、電圧の上限）を約１４．１ボルトに設定している。さらに、最大電流を工 ｍａｘより低いＩｌｉｍ（すなわち、電流の上限）に設定している。

図４に示されているように、電圧変換器１００が実際に動作する負荷曲線には微 弱電流を用いた動作についての配慮が含れている。負荷曲線のＢ−Ｂ’の部分で 一定電圧による充電が行われる。その一方で負荷曲線のＣ−Ｂの部分では、約５ アンペアの電流の準一定電流による充電が行われる。負荷面上ｓｋ考として示さ れた特許出願書を参照しつる。これら特許出願書の開示内容は参照文献として本 明細書に包含される。

図５に示すように、電圧変換器１００の出力が、抵抗２０２およびインダクター ２０４のような電流平滑用フィルターを通じてバッテリー充電々流コントローラ ー２００に印加される。そして、電圧変換器１００のフィルター通過後の出力が 、充電すべきバッテリーＢと直列の回路内のＭＯＳＦＥＴ　）ランシスター２０ ６のような電圧で制御される可変インピーダンス装置のソースとドレインの各電 極を通じて印加される。ＭＯＳＦＥＴ２０６は、バッテリーＢが図４の負荷曲線 にもとずいて充電されるようにするために、適切なゲート電位Ｖｇを印加するこ とによって制御される。好ましい実施態様では、ＭＯＳＦＥＴ２０６はＮチャン ネルのエンハンスメント型ＦＥＴ例えばインタナショナル・レフティファイア・ コープ製のモデルＩＲＦ−５３０である。ＭＯＳＦＥＴ２０６の動作は、負荷曲 線のＢ−Ｃ部分で示される飽和領域内で、負荷曲線のＢ−Ｂ’部分で示される直 線領域内で、そして、微弱電流が電流バイパス回路を通過している間はオフ状態 内で行われる。上記電流バイパス回路には直列に接続された抵抗２０８、ダイオ ード２１２、発光ダイオードＬＥＤが含まれている。バイパス回路はＭＯＳＦＥ Ｔ２０６のソースとドレインの各電極と並列になっていて、図４の負荷曲線のＤ ’−Ｃ’部分で示されているような微弱電流を流す。

ＭＯＳＦＥＴ２０６は電圧調節器ＶＲ例えばナショナル・セミコンダクター・コ ープ（サンタクララ、ＣＡ９５０５１）製の１Ｍ７２３レギユレーターからＭＯ ＳＦＥＴ２０６のゲートに制御電圧Ｖｇを印加することによって制御される。電 圧調節器ＶＲの詳細な内部構造が図６に示されている。電圧調節器ＶＲの動作用 電力は倍電圧回路を通じて送られる。倍電圧回路にはコンデンサー２１４、一対 のダイオード２１６および２１８、フィルター用コンデンサー２２０が含れる。

電圧調節器ＶＲに印加される動作用電圧が過大にならないようにするために、ツ ェナーダイオード２２２は安全な値、例えば３６ボルト以下に電圧をクランプす る。倍電圧回路は、電圧調節器ＶＲがＭＯＳＦＥＴ２０６を制御するのに十分な ゲート電圧Ｖｇを供給できるようにしている。

倍電圧回路によって発生した電圧は、電圧調節路ＶＲのピン１１および１２に印 加される。７．１５ボルトの基準電圧Ｖ　ｒｅｆは電圧調節器ＶＲ内で内部的に 発生し、ピン６からピン５に、ピン５からエラー増幅器として機能するオペアン プ２２４（図６）のような演算増幅器の非反転入力に印加される。

バッテリーＢは、電圧デバイダ−を定義している一対の抵抗２２６および２２８ 、ダイオード２３０を含む直列ループ回路に接続されている。　ダイオード２３ ０の負極とバッチＩＪ−Ｂの負側は回路の共通結節点ＣＣに接続される。ダイオ ード２３０の正極は電圧調節器ＶＲのピン７に接続される。もし、バッテリーＢ が充電電流コントローラー２００に逆方向で接続されている場合、ダイオード２ ３０が逆方向のバイアスになり、電流を阻止する。バッチＩＪ−Ｂが正しく接続 されていれば、ダイオード２３０は順方向のバイアスになって電流が流れること ができる。抵抗２２６および２２８を通じて電圧低下を生じる。

抵抗２２６および２２８の間の結節点に現われる電圧はバッテリーＢの電圧の半 分より僅かに高い。抵抗２２６および２２８の間の結節点の電圧はオペアンプ２ ２４の反転入力とピン４で結合している。この電圧がＭＯＳＦＥＴ２０６が飽和 領域で動作するか、または、直線領域で動作するかを決定する。

もし、バッテリーＢの電圧が５．５ボルト未満であれば、ＭＯＳＦＥＴ２０６を 通じたバッテリー充電は行われない。バッテリー電圧が５．５ボルト以上だが１ ４．１ボルト未満であれば、抵抗２２６と２２８の間の結節点の電圧はＶ　ｒｅ ｆの値の７．１５ボルトより低くなる。そこでＭＯＳＦＥＴ２０６はその飽和領 域で動作するのに適当なゲート電圧によって駆動され、バッチＩＪ−Ｂを充電す るために電圧変換器１００から入手可能な最大電流が供給される。そして、図３ に示されるように電圧変換器１００の出力に対する負荷曲線の関数として電流が 流れる。この状態は、オペアンプ２２４の反転入力が非反転入力のＶ　ｒｅｆよ り低い時に生じる。この状態によって、オペアンプ２２４の出力がレギュレータ ートランジスター２３２（図６）のバイアスとなって導通状態にするのでピン１ ０の出力電圧Ｖｏが約１５ボルトに高くなる。このゲート電圧ＶｇはＭＯＳＦＥ Ｔ２０６を飽和状態にするためのバイアスとして十分である。ＭＯＳＦＥＴ２０ ６が飽和領域で動作することにより、負荷曲線のＣ−Ｂ部分で示される最大の充 電率になるように大電流が準一定値（すなわち５アンペア）でバッテリーＢに流 れる。

ＭＯＳＦＥＴ２０６が飽和状態で動作している間、バッチＩＪ−Ｂに充電するた めの電流供給路内のインピーダンスは極端に制限される。それで、ある形での電 流値の制御が行われず、鉛−酸バッチＩＪ−Ｂを充電するために電圧変換器１０ ０が供給する電流は例外的に高くなりつる。この大電流は、多分、バッテリー已 に損傷を与えないだろうけれども、バッテリー充電電流コントローラー２００内 だけでなく、電圧変換器１００内のある種の部品に損傷を生じつる。

バッテリーの充電サイクル中の電流値の制御を容易にするために、電圧変換器１ ００の変圧器Ｔ１には、例えば、Ｕ形の鉄芯（示されていない）が含れていて、 正確な巻数の一次巻線１４８と二次巻線１５２を変圧器Ｔ、の漏洩インダクタン スを最大にするように鉄芯の間隔を設けた脚部に巻付けである。

これにより設定周波数の２５ＫＨｚで事前に決定されたインピーダンスの値が設 定される。このインピーダンスが電圧変換器１００がバッチＩＪ−Ｂに供給する 最大電流を制限する。それで、ＭＯＳＦＥＴ２０６が飽和状態で動作するとき、 変圧器Ｔ、の漏洩インダクタンスが電流変換器１００内の電流の過大形成を防ぐ 。

これで、ＭＯＳＦＥＴ２０６が飽和状態で動作していても、バッテリー充電電流 コントローラー２００への供給電流が制限される。

それによって、変換器１００とコントローラー２００の種々の部品を保護する。

そこで、ＭＯＳＦＥＴ２０６が飽和状態で動作している場合、バッテリーＢに供 給される電流はバッチＩＪ　−Ｂからの充電電流の導入要求によって制御される が、どんな場合にも、変圧器Ｔ１の漏洩インダクタンスによるインピーダンスで 設定された最大値を超える電流は流れない。

通常、一対の抵抗２３４と２３６が電圧調節器ＶＲのピン１０からの電圧（１５ ボルト）を分割するので、抵抗２３４と２３６の間の結節点に約６ボルトが現れ る。発光ダイオードＬＥＤが抵抗２３６の両端の電圧を約２ポル）　（＋、ＥＯ の順方向の電圧降下）にクランプする。それによって、発光ダイオードＬＥＤが 点灯して、ＭＯＳＦＥＴ２０６が飽和状態で動作し、バッチＩＪ　−Ｂが大電流 で充電されていることを示す。

大電流充電によって、バッテリーＢの端子電圧が、負荷曲線のＢ点く図３）の１ ４．１ボルトまで上昇すると、または、バッテリーＢの端子を充電電流コントロ ーラー２００に挿入したときにバッテリーＢが１４．１ボルトである場合、抵抗 ２２６と２２８の間の結節点が７，１５ボルトであること、および、オペアンプ ２２４０反転入力と非反転入力が本質的に等しいことをオペアンプ２２４が検出 する。この状態になると、ＭＯＳＦＥＴ２０６が直線領域になるまで、ピン１０ の出力電圧ＶＯが低下する。このときのゲート電圧Ｖｇは約５ボルトが適当であ る。この直線領域での動作では、負荷曲線のＢ−Ｂ’部分によって示されるよう に、バッテリーＢの端子間電圧を１４．１ボルト（Ｖｌｉｍ）に維持しながら、 バッチＩＪ−Ｂへの供給電流をＢ′点に達するまで低下させていく。

μ０ＳＰＥＴ２０６がその直線領域で動作を続けているとき、バッチＩＪ−Ｂの 電圧上昇とともに、ゲート電圧Ｖｇが低下する。

抵抗２３４と２３６の間の結節点に約１．９ボルトが現れるまで、ゲート電圧Ｖ ｇが抵抗２３４と２３６によって分割される。約１．９ボルトという電圧は、発 光ダイオードＬＥＤの順方向の電圧降下（すなわち２ボルト）より低い。そして 、発光ダイオードＬＥＤはＭＯＳＰＥＴ２Ｏ６の直線領域の動作中は点灯しない 。

直線領域での動作は充電サイクルの最後の約１５％で生じ、上記のように、バッ チＩＪ−Ｂの電圧が１４．１ボルトに達したときに始まる。それで、発光ダイオ ードＬＥＤはバッテリーＢが最大充電速度のときに点灯し、バッチＩＪ−Ｂが約 ８５％充電されると消灯する。（すなわち１４．１ボルトに達したとき）。

それによって、ユーザーにバッチ１Ｊ＝Ｂがすぐに使用できることを示す。直線 領域での運転状態の間、負荷曲線のＢ−Ｂ’部分によって示されるように、バッ テリーＢに供給される電流は低下していく。最終的に、点Ｂ′に達すると、ゲー ト電圧ＶｇはＭＯＳＦＥＴ２０６がはヌ′オフ状態になるまで低下する。それに よって、電流は維持レベルまで低下し、充電サイクルが完了する。

ダイオード２３０は、また、ＭＯＳＦＥＴ２０６の動作制御で、バッテリー充電 電流コントローラー２００の温度補償を行っていることを指摘しうる。コントロ ーラー２００が許容できる温度環境内の正常な状態で動作しているとき、抵抗２ ２６と２２８の間の結節点に現れる電圧はバッチＩＪ　−Ｂの電圧状態を正確に 示している。それによって、ＭＯＳＦＥＴ２０６の動作が上記の通りに制御され る。

もし、バッテリーＢまたはコントローラー２００内の他の部品が過熱状態になっ て、コントローラー２００内の温度が望ましくない値に達した場合、または、コ ントローラー２００の外部状態によってコントローラー２００が過熱された場合 、ダイオード２３０も、それに応じて温度が上昇する。ダイオード２３０が負の 温度係数なので、温度上昇とともにダイオードの抵抗が低下する。それによって 抵抗２２６と２２８の間の結節点に現れる電圧が上昇する。これによって、電圧 調節器ＶＲがＭＯＳＦＥＴ２０６の動作を制御する。それによって、望ましくな い温度上昇に対する補償として、バッチＩＪ−Ｂに供給される電流が低下する。

本発明の趣旨と範囲から逸脱しないで温度補償を行うため他の回路構成を使用し うる。例えば、この効果を出すためにダイオード２３０に直列にダイオードを追 加接続できる。

微弱電流による充電回路には抵抗２０８、発光ダイオードＬＥＤ、ダイオード２ １２が含れていて、端子電圧が５．５ボルト未満のバッチＵ　−Ｂが充電器に接 続されたとき、低充電電流を供給するように機能する。一般に完全放電状態また はサルフエーション状態のバッテリーＢは端子電圧が５．５ボルト未満になって いる。上記のように、バッテリー電圧が５．５ボルト未満であると、ＭＯＳＦＥ Ｔ２０６を通じたバッテリーＢへの充電が行われない。そして、バッテリー電圧 を５．５ボルト以上にするのに、微弱電流が必要である。バッチ１７−Ｂを微弱 電流で充電するために、抵抗２０８は発光ダイオードＬＥＤとダイオード２１２ を介してバッチＩＪ−Ｂへの微弱電流の導電路を与える。微弱電流はバッチＵ− Ｂを５．５ボルト以上の電圧まで徐々に充電する。５．５Ｖ以上になった時点で 、ＭＯＳＦＥＴ２０６が上記の通りにオン状態になって、飽和領域で動作し、バ ッチ’Ｊ−Ｂを大電流で充電する。微弱電流は比較的低いバッテリー電圧でのみ 使用できるので（例えば１０ボルト以下）、バッテリー電圧が１０ボルトを超え ると微弱電流を接地ラインに逃すために１２ボルトのツェナーダイオード２３８ が接続されている。

もし、バッテリー電極のクリップまたはターミナルが短絡状態になった場合、充 電電流コントローラー２００がＭＯＳＦＥＴ２０６をオフにして電圧変換器１０ ０を保護するように設計されている。上記のように、バッテリー電圧（すなわち 、バッテリー・ターミナルでの電圧）が５．５ボルト未満であれば、ＭＯＳＦＥ Ｔ２０６はオフ状態になる。バッテリーの正のターミナルはダイオード２４０と 一対の抵抗２４２と２４４を介して、電圧調節器ＶＲのビン６、すなわちＶ　ｒ ｅｆに接続されている。バッテリー電圧が５．５ボルト未満のとき、抵抗２４２ の両端に０．６５ボルトの電圧降下が現われ、電圧調節器ＶＲのビン２と３の間 に印加される。ビン２と３は、それぞれ、電流制限と電流検出のターミナルであ る。電圧調節器ＶＲがオフ状態になり、出力電圧Ｖｏ（ビン１０）が低くなる。

そして、ゲート電圧ＶｇがＭＯＳＦＥＴ２０６のゲートに印加されて、ＭＯＳＦ ＥＴ２０６をオフ状態にする。

もし、バッテリーＢが逆に接続されると、バッテリーのクリップまたはターミナ ルの短絡について、すでに述べたのと同じようにＭＯＳＦＥＴ２０６がオフにな る。さらにダイオード２３０がビン７から電圧調節器ＶＲを通ってビン１０へ流 れる漏洩電流を流れないようにする。さらに、バッテリーが逆に接続された状態 では、この漏洩電流はＭＯＳＦＥＴ２０６をオン状態にする。

ダイオード２３９がツェナーダイオード２３８と直列接続していてバッテリーＢ が充電器システム内で逆に接続された場合に、ツェナーダイオード２３８と発光 ダイオードＬＥＤを通る逆電流が流れないようにしている。それで、ダイオード ２３９の挿入により発光ダイオードＬＥＤの損傷を防いでいる。さらに、バッチ ＩＪ−Ｂが充電器システム内で逆に接続された場合、変圧器Ｔ１から微弱電流回 路に小電流が流れ、発光ダイオードＬＥＤを点灯させる可能性があり、それによ って、正常な充電サイクルが進行中であるという偽の表示をユーザーに示すこと になる。逆接続状態の際、発光ダイオードＬＥＤが点灯しないようにするために 、発光ダイオードＬＥＤを電流が迂回するためのバイパス路になるようにトラン ジスターＴＲ，のエミッター−コレクター回路がオンになるようにバイアスされ る。バッテリーＢが逆接続されているとき、発光ダイオードＬ　Ｅ　Ｄを電流が 迂回するためのバイパス路になるようにトランジスターＴＲ，がオンになるよう にバイアスされる。この方法で発光ダイオードＬ　Ｅ　Ｄは点灯せず、それによ るユーザーへの偽の表示は避けられる。

負の温度係数のサーミスター２５２が電圧デバイダ−を形成するように抵抗２５ ４と直列接続されている。この方法で、発光ダイオードＬＥＤの正極の電圧が分 割され、ダイオード２５６の負極に印加される。（点線の熱の流路ＱおよびＱ′ で示されているように）　ＭＯＳＦＥＴ２０６からの熱によって、サーミスター ２５２が加熱されるので、サーミスター２５２の抵抗が低下し、ダイオード２５ ６の負極の電圧を低くする。結果として、バッテリー電極のクリップの短絡状態 の場合のダイオ−・ド２４０の機能と同じ方法で、ダイオード２５６の負極が５ ．５ボルト未満に下がることでＭＯＳＰＥ７２０６をオフにする。

ＭＯＳＰＥＴ２Ｏ６がオフになると、発光ダイオードＬＥＤの両端の電圧が２ボ ルトからＯボルトに変る。サーミスター２５２と抵抗２５４の間の電圧分割比は 瞬間的に変化することができないので、ダイオード２５６の正極の電圧がさらに 下って約４．５ボルトになる。ＭＯＳＦＥＴ２０６の温度が下がるとともに、サ ーミスター２５２の抵抗が高くなり、それによって、ダイオード２５６の負極の 電圧が高くなる。ＭＯＳＦＥＴ２０６が５．５ボルトで再びオンになる前に温度 が数度低下する。

それでＭ［１ＳＦＥＴ２０６の温度は温度の上限と下限の間で′振動する”。結 果として、ソース／ドレイン電流が十分に減少しくすなわちバッテリーの充電が 行われている）、非常に小さな電流が流れる。そ（−で、ＭＯＳＦＥＴ２０６が オン状態を維持する点まで温度が下がる。

ツェナーダイオード２６０とダイオード２６２は、ＭＯＳＦＥＴ２０６のドレイ ン／ソースの両端子間を電圧サージから保護するために接続されている。ゲート ／ソースの両端子間はツェナーダイオード２６４によって電圧サージから保護さ れている。

コンデンサー２６６はバッテリーＢの両端に接続されていて、バッチＩＪ−Ｂの 電圧を安定させている。もし、充電サイクルが進行している期間に（すなわち、 電流平滑用インダクター２０４に電流が流れている）、バッチＩＪ−Ｂが充電電 流コントローラー２００から取はずされた場合、インダクター２０４の蓄積エネ ルギーが急激に減少して、強い過渡的電流と、それに関連する充電電流コントロ ーラー２００内の電圧スパイクを生じる。電圧スパイク発生中の損傷を防止する ために、ダイオード２５８はエネルギーをコンデンサー２２０による低インピー ダンス導電路に逃がす。

充電電流コントローラー２００は鉛−酸バッチリーキ同様の電圧・電流特性を有 する他のバッテリーを充電するのに使用しうる。上記の他のバッテリーには再充 電可能なリチウムバッテリーを含むがそれに限らない。本発明はハンドベルトの 電動の工具と器具を目標とする鉛−酸バッテリーについて開示されているが、開 示されているバッテリー充電器は自動車に用いられるバッテリーの充電にも同様 に十分適している。

好ましい実施態様はＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴを用いて開示されζいるが、相 補型デバイスも同様に適している。さらに、上記の電圧と電流の値は、種々のセ ル数とセル容量（すなわちアンペア・アワーの定格）を有するバッテリーに適合 するように変更しつる。

本発明は、電圧変換器が電源エネルギーをバッテリー充電のための形に効率的に 変換し、かつ、充電電流が時間的効率が高いようにバッテリーを充電するように 制御され、充電回路に不当な大電流が流れず、または、バッテリーを過電圧状態 で充電しない先進的で小型軽量のバッテリー充電器システムを提供している。高 周波で動作する電圧変換器を使用することで、従来装置と比較して小型軽量の部 品、とくに電圧変換用変圧器を使用できる。

そこで本発明の結果として、他の目的とともに主要な目的を完全に実現した改良 されたバッテリー充電器が提供されていることは上記から認められよう。同様に 、本発明から逸脱することなく、示されている実施態様に修正および（または） 変更を行えることは明白であり、予想しうることである。従って、前述の説明と 添付図は好ましい実施態様の例示にすぎず、これに限るものでないこと、および 、本発明の真の趣旨と範囲は添付した請求の範囲、および、それらと合法的に同 等な内容を参照することによって決定されることは明白である。

ａ 手続補正書（方式） ％式％ １、事件の表示 バッテリー充電器 ３、補正をする者 事件との関係　　　特許出願人 名称　ブラック　アンド　デツカ− インコーホレイティド ４、代理人 住所　〒１０５東京都港区虎ノ門−丁目８番１０号ベ ロ、補正の対象 （１）￥ｊ−許法第１８４条の５第１項の規定による書面の「特許出願人の代表 者」の欄 （２）明細書及び請求の範囲の翻訳文 （３）委任状 ７、補正の内容 （１）（３）別紙の通り （２）明細書、請求の範囲の翻訳文の浄書（内容に変更なし） ８、添付書類の目録 （１）訂正した特許法第１８４条の５第１項の規定による書面　　　　　　　　 　　１　通（２）明細書及び請求の範囲の翻訳文　各　１　通（３）委任状及び その翻訳文　　　　　各　１　通国際調査報告 国際調査報告　　　　ｐｃ丁／ＬＩＳ　８９１００７３０

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．バッテリー（Ｂ）に充電する電流を制御するために、充電すべき上記バッテ リー（Ｂ）に接続するための電圧で制御される可変インピーダンス手段（２０６ ）、および、選定された比率でバッテリー（Ｂ）に充電するために、また、事前 に決定された充電レベルで充電を中止するために上記可変インピーダンス手段（ ２０６）に制御電圧を供給するためにバッテリー電圧に応答する制御手段（２０ ０）を特徴とする、バッテリー（Ｂ）に充電するために直流電圧を供給する手段 （１００）から成るバッテリー充電器。 ２．上記可変インピーダンス手段（２０６）が上記バッテリー（Ｂ）と直列の回 路になっていることを特徴とする、請求の範囲第１項に記載のバッテリー充電器 。 ３．上記可変インピーダンス手段（２０６）に少なくとも、飽和領域および、そ のインピーダンスが制御電圧の比例関数として制御される直線の動作領域が含ま れることを特徴とする、請求の範囲第１頂または第２項記載のバッテリー充電器 。 ４．上記可変インピーダンス手段（２０６）に、さらに、バッテリーの充電を中 止するのに十分なだけインピーダンスが高くなるオフ状態が含まれることを特徴 とする、請求の範囲第１項、第２項、または第３項記載のバッテリー充電器。 ５．バッテリー（Ｂ）の電圧が選定された値以下になるとき、上記制御手段（２ ００）が上記可変インピーダンス手段（２０６）をそのオフ状態にするように制 御することを特徴とする、前記各項の何れかに記載のバッテリー充電器。 ６．可変インピーダンス手段（２０６）がそのオフ状態にあり、かつ、バッテリ ー（Ｂ）の電圧が選定された値以下であるときにバッテリーに充電するための微 弱電流の充電路（２０８，２１２）を特徴とする、前記各項の何れかに記載のバ ツテリー充電器。 ７．上記微電流の充電路（２０８，２１２）は上記可変インピーダンス手段（２ ０６）のシャツト回路内にあることを特徴とする、請求の範囲第６項記載のバッ テリー充電器。 ８．上記微弱電流の充電路（２０８，２１２）がさらに、電流が上記微弱電流充 電路（２０８，２１２）に流れるときに順方向のバイアスを加えられる発光ダイ オード（ＬＥＤ）で構成されることを特徴とする、請求の範囲第６項または第７ 項のバッテリー充電器。 ９．発光ダイオード（ＬＢＤ）が上記可変インピーダンス手段（２０６）を有す る回路内にあり、かつ、上記可変インピーダンス手段（２０６）がその飽和領域 内にあるときに順方向のバイアスを加えられていることを特徴とする、請求の範 囲第３項、第４項、第５項、第６項、第７項または、第８項記載のバッテリー充 電器。 １０．上記可変インピーダンス手段（２０６）が電界効果トランジスター（２０ ６）であることを特徴とする、前記各項の何れかに記載のバッテリー充電器。 １１．上記制御手段（２００）が基準電圧および充電されているバッテリー（Ｂ ）の電圧に応答して、上記の電圧で制御された可変インピーダンス手段（２０６ ）に制御電圧を供給するための電圧調節手段（ＶＲ）から成ることを特徴とする 、前記各項の何れかに記載のバッテリー充電器。 １２．上記の電圧調節手段（ＶＲ）が、基準電圧と充電されるバッテリー（Ｂ） の電圧を代表する電圧の差に応答して、上記の電圧で制御された可変インピーダ ンス手段（２０６）に制御電圧を供給するためのエラー増幅器（２２４）から成 ることを特徴とする、請求の範囲第１１項記載のバッテリー充電器。 １３．その温度が選定された値以上に高くなったときに、上記の可変インピーダ ンス手段（２０６）のインピーダンスを高めるための温度制御手段（２５２）を 特徴とする、前記各項の何れかに記載のバッテリー充電器。 １４．温度が選定された値以下になったときに、上記の温度制御手段（２５２） が上記可変インピーダンス手段（２０６）のインピーダンスを低下させることを 特徴とする、請求の範囲第１３項記載のバッテリー充電器。 １５．上記温度制御手段（２５２）が上記可変インピーダンス手段（２０６）と 伝熱面で関係していて温度に応答する抵抗（２５２）から成ることを特徴とする 、請求の範囲第１３項または第１４項記載のバッテリー充電器。 １６．温度上昇に対する補償として、温度補償手段（２３０）によってバッテリ ー（Ｂ）に印加される電圧を低下させるように、電圧で制御される可変インピー ダンス手段（２０６）を制御するために、上記制御手段（２００）の温度が規定 値以上に上昇すると応答する温度補償手段（２３０）を特徴とする、前記各項の 何れかに記載のバッテリー充電器。 １７．上記供給手段（１００）が第１周波数交流電源電圧を第２周波数交流電圧 に交換し、そして、第２周波数交流電圧を直流に変換するための電圧変換手段（ １００）を含むことを特徴とする、前記各項の何れかに記載のバッテリー充電器 。 １８．上記第２周波数交流電圧の周波数が上記第１周波数交流電源電圧の周波数 の３００倍から４００倍の間にあることを特徴とする、請求の範囲第１７項記載 のバッテリー充電器。 １９．上記の第２周波数交流電圧の電圧を降下させるための降圧変圧器（Ｔｌ） を特徴とする、請求の範囲第１７項または第１８項記載のバッテリー充電器。 ２０．上記降圧変圧器（Ｔ１）で降圧された第２周波数交流電圧を整流するため の手段（１５４，１５６）を特徴とする、請求の範囲第１９項記載のバッテリー 充電器。