JPH0343804B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、マイクロフオン等からの音声信号の
入力レベルに応じて自動的に利得を変化させて、
信号のレベル圧縮やレベル伸長を行わせる自動利
得制御回路に関する。

〔従来の技術〕

自動利得制御回路（AGC回路）には、入力レ
ベルが大きくなるほど利得を低減させるレベル圧
縮回路と、逆に入力レベルが小さくなるほど利得
を低下させるレベル伸張回路とが主として知られ
ている。

たとえば、マイクロフオン出力として得られる
オーデイオ信号のダイナミツクレンジは、100〜
110dBにも達するが、これを伝送する媒体や磁気
テープ等の記録媒体のダイナミツクレンジは60〜
80dBと狭いため、伝送媒体の入力側あるいは記
録媒体の録音側でレベル圧縮することが行われ
る。これは、主として入力レベルが大きくなり過
ぎたときにレベルを抑えて、媒体の上限レベルに
よる信号歪み等を防止するような、いわゆるリミ
ツタ的な動作である。また、このようなレベル圧
縮された信号に対して、必要に応じて、出力側あ
るいは再生側でレベル伸張することにより、これ
らの伝送媒体や記録媒体の見掛け上のダイナミツ
クレンジを拡大することも行われる。

第１図は、上述したような入力側（あるいは録
音側）のレベル圧縮器の入出力特性を示し、入力
レベルが所定の基準レベルである0dB以上の大レ
ベル領域において利得を変化させて、たとえばコ
ンプレツシヨンレシオが２のレベル圧縮を行わせ
ている。入力レベルが0dB以下の領域では、利得
が一定（たとえば単位利得１）とされて、利得制
御動作を行つていない。これにより、入力レベル
が0dBを超えるときにのみリミツタをかけて、媒
体飽和等による信号歪みを防止し、0dB以下の領
域では利得制御を行わせないで信号の忠実度を確
保することができる。また、必要に応じて、たと
えば第１図の破線のような入出力特性を有するレ
ベル伸張器を上記出力側（あるいは再生側）に設
けて、原信号レベルの忠実な再生を行わせること
もある。

次に、他の種類のAGC回路として、第２図に
示すようなレベル伸長型の入出力特性を有するも
のが知られている。この第２図の例では、入力レ
ベルが所定の基準レベルである0dB以下の小レベ
ル領域内にあるとき利得を変化させてレベル伸長
を行わせるが、入力レベルが0dB以上の領域では
一定利得にして利得制御を行つていない。このよ
うな入出力特性を有するAGC回路は、マイクロ
フオンで収音する音源側のノイズ（いわゆるソー
スノイズ）やアンプノイズを低減することを主な
目的として用いられるものであり、低レベルの入
力信号（主としてノイズ成分）のレベルをさらに
低下させることにより、音声等が入つてこないと
き（無音時）の耳障りなノイズをカツトするよう
にしている。

ここでAGC回路の可変利得増幅器の利得制御
のための回路に対する入力電圧が上昇するときの
該制御回路の応答時間をアタツクタイム、該制御
回路の入力電圧が下降するときの該制御回路の応
答時間をリカバリタイムという。

〔発明が解決しようとする課題〕 ところで、上記第１図の実線に示すようなレベ
ル圧縮特性を有するAGC回路をたとえばテープ
レコーダの録音側に設ける場合において、音楽の
録音中に入力レベルが急激に変化する場合を考え
る。入力信号が小レベルから大レベルとなるとき
には、上記アタツクタイムをもつて利得が小さく
なる方向に変化し、逆に大レベルから小レベルと
なるときには上記リカバリタイムをもつて利得が
大きくなる方向に変化する。一般的にアタツクタ
イムは短く、リカバリタイムは長く設定されてい
るから、入力レベル上昇時にはアタツクタイムが
短いことより利得が急激に小さくなつてリミツタ
がかかるが、入力レベルが急激に下降したときに
は上記リカバリタイムに応じた時間だけ利得が小
さいままとなる。このリカバリタイムが長いと、
AGCの過渡的動作（利得の上昇）が緩慢に行わ
れるため、これが出力信号のレベル変化となつて
聞こえてしまうという欠点がある。

そこでリカバリタイムを短くすることが望まれ
るが、リカバリタイムを短くすることには限度が
ある。すなわち、リカバリタイムを短くすると、
入力レベルの変化に応じて短時間で利得変化が生
じ、入力レベルの変化が出力レベルの変化に表れ
難くなり、あるいはエンベロープ波形の凹凸が失
われがちになり、元の入力信号に対する出力信号
の忠実度が損なわれるからである。

また、リカバリタイムは、可変利得増幅器の利
得を制御するための制御回路内の平滑回路等の時
定数により決定されるものであるが、この時定数
を短くしてゆくと、低周波数信号の入力に対して
制御信号のリツプル分が増大することになり、可
変利得増幅器の利得がこのリツプ分により変動す
るため、低域での出力信号の歪みを増加させるこ
とになるからである。

本発明は、このような点に鑑みてなされたもの
であり、利得制御された出力信号に悪影響を与え
ることなくリカバリタイムを短くすると共に、低
域歪みの発生を防止し得るような自動利得制御回
路の提供を目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明に係る自動利得制御回路は、オーデイオ
信号の入力端子と出力端子との間に接続された可
変利得増幅器と、この可変利得増幅器の入力、出
力、あるいはこれらの和、差の信号が供給され、
上記入力端子の入力レベルが所定の大レベル領域
内にあるとき上記可変利得増幅器の利得を変化さ
せてレベル圧縮を行わせ又は上記入力端子の入力
レベルが所定の小レベル領域内にあるとき上記可
変利得増幅器の利得を変化させてレベル伸長を行
わせ、上記所定の大レベル領域以外又は上記所定
の小レベル領域以外のときには上記可変利得増幅
器の利得を固定して利得制御を行わせない制御回
路とを有し、上記制御回路は、当該制御回路に供
給された信号を平滑するためのリカバリ時定数回
路と、当該制御回路に供給された信号のレベルと
所定の基準電圧値とを比較して上記入力端子の入
力レベルが上記所定の大レベル領域又は上記所定
の小レベル領域内にあるか否かを検出する入力レ
ベル領域検出回路と、この入力レベル領域検出回
路の出力により上記入力端子の入力レベルが上記
所定の大レベル領域以外のときレベル圧縮用の上
記時定数回路のリカバリ時定数を短く又は上記入
力端子の入力レベルが上記所定の小レベル領域以
外のときレベル伸長用の上記時定数回路のリカバ
リ時定数を短くするスイツチング回路とを備えて
成ることにより、上述の課題を解決する。

〔作用〕

入力レベルが上記所定の大レベル領域以外又は
上記所定の小レベル領域以外のときリカバリ時定
数を短くしているため、利得制御が行われている
上記所定の大レベル領域又は上記所定の小レベル
領域のリカバリ時定数は従来と変わらず、エンベ
ロープ波形の平坦化や低域出力の歪み等の悪影響
を生ずることがなく、利得制御を行つていない領
域ではリカバリ時定数を短かくして応答性を高め
ることができる。

〔実施例〕

第３図は本発明に係る自動利得制御回路の第１
の実施例を示すブロツク回路図である。

この第３図において、入力端子１にはマイクロ
フオン等からのオーデイオ信号がアンプ等を介し
て供給されている。このオーデイオ信号入力に対
して、たとえば上記第１図の実線に示すような入
出力特性のレベル圧縮を行つて、出力端子２から
出力する。すなわち、入力レベルが所定の基準レ
ベル（第１図の0dB）以下のときには利得が一定
で変化なく、該基準レベル以上の大レベル領域内
にあるとき入力レベルが大きくなるほど利得を小
さくするようなレベル圧縮を行つている。これら
の入力端子１と出力端子２との間には、可変利得
増幅器、たとえばVCA（電圧制御型増幅器）３が
挿入接続されている。このVCA３の制御端子４
には制御回路５が接続されている。VCA３は、
この制御回路５からの制御信号レベルに応じて利
得が変化する。

ここで、制御回路５への入力は、VCA３の入
力信号、出力信号、入力と出力との和の信号、ま
たは入力と出力との差の信号が用いられるが、本
実施例では、入力端子１からの入力信号を制御回
路５に送つている。

すなわち制御回路５は、入力端子１からの入力
信号を、可変抵抗６と電圧増幅器７とを介して、
２系統の整流回路１１，１２に送つている。可変
抵抗６は電圧増幅器７の利得を変え、制御回路５
の入力レベルを調整する。整流回路１１からの出
力は、２つの時定数を切換可能な平滑回路として
の時定数回路１３に送られる。この時定数回路１
３の構成としては、抵抗１４，１５の直列抵抗と
コンデンサ１６とを並列に接続して、整流回路１
１の出力端と接地との間に挿入接続しており、さ
らに抵抗１５に対して並列にスイツチング素子と
してのトランジスタ１７を接続している。次に、
電圧増幅器７と整流回路１２との間には、対数変
換回路１８が挿入接続されている。この対数変換
回路１８は、電圧増幅器１９と２個のダイオード
２１，２２とで構成される。この対数変換回路１
８からの出力は、整流回路１２で整流されて、平
滑回路となる時定数回路２３を介し、比較回路２
７に送られる。ここで、時定数回路２３は、整流
回路１２の出力端と接地との間に抵抗２４とコン
デンサ２５とを並列に挿入接続することで構成さ
れており、上記時定数回路１３の時定数よりも小
さい時定数に設定している。比較回路２７は、基
準電圧源２６の基準電圧と時定数回路２３からの
出力レベルとを比較し、比較信号を上記トランジ
スタ１７のベースに送つている。

以上のような構成を有する本発明の第１の実施
例となるAGC回路において、VCA３と制御回路
５とによる基本的な入出力特性は第１図の実線に
示すようになつている。これは、例えば整流回路
１１内のダイオードの導通レベルが入力信号の上
記基準レベル（第１図の0dB）に対応すると考え
ることができ、入力レベルが基準レベル以上の大
レベル領域内にあるときのみ整流回路１１内のダ
イオードが導通し、整流出力が（時定数回路１３
を介して）VCA３に送られることにより、レベ
ル圧縮動作が行われる。また、上記基準レベル以
下の領域では、整流回路１１内のダイオードが遮
断状態にあつて、整流出力が得られないことか
ら、VCA３の制御端子電圧が一定、すなわち利
得が一定（たとえば利得１）で、利得制御動作が
行われないようになつている。

ここで、入力レベルが上記基準レベルとなると
きの整流回路１２から時定数回路２３を介して得
られた出力レベルと、基準電圧源２６の基準電圧
とが等しくなるように、たとえば可変抵抗６を調
整している。比較器２７は、整流回路１２から時
定数回路２３を介しての出力レベルが基準電圧源
２６の基準電圧以上となるときトランジスタ１７
をオフするものであり、上記入力レベルが上記基
準レベル以上となるときトランジスタ１７がオフ
状態となつて、時定数回路１３の時定数は長くな
る。逆に、入力レベルが上記基準レベル以下のと
きには、整流回路１２から時定数回路２３を介し
ての出力レベルが基準電圧源２６の基準電圧以下
となり、比較器２７はトランジスタ１７をオンす
るから、抵抗１５の両端が短絡され、コンデンサ
１６に抵抗１４のみが並列接続された状態となつ
て時定数回路１３の時定数が短くなる。

すなわち、入力レベルが第１図の基準レベルで
ある0dB以上のとき時定数回路１３の時定数が長
く、基準レベル以下のとき時定数回路１３の時定
数が短くなる。

ここで、時定数回路１３のコンデンサ１６の充
電時定数、いわゆるアタツクタイムは、主として
整流回路１１の出力抵抗値とコンデンサ１６の容
量値により決まるが、これを50μsecとする。ま
た、時定数回路１３のコンデンサ１６の放電時定
数、いわゆるリカバリタイムは、主として抵抗１
４，１５の抵抗値及びコンデンサ１６の容量値に
より決まるが、トランジスタ１７のオン・オフに
応じて抵抗値が切り換わり、トランジスタ１７が
オン時に100ｍsec、オフ時に1secとする。

第４図は、入力信号の具体例として、周波数が
100Hz程度の正弦波信号のレベルが変化したとき
の各部信号波形を示し、Ａは入力端子１の入力信
号、Ｂは整流回路１１から時定数回路１３を介し
てVCA３に送られる利得制御信号、Ｃは出力端
子２の出力信号をそれぞれ示している。

先ず第４図Ａにおいて、時刻t₁〜T₂の間で入力
信号レベルが上記基準レベル（0dB）以上となつ
ており、この間のリカバリタイムは例えば上記
1secと長くなつている。従つて、時定数回路１３
からVCA３に送られる信号はＢの実線のように
なり、入力レベルが大きくなるほど利得が小さく
なるような圧縮動作が行われる。この圧縮動作中
のリカバリタイムが短かいと、第４図Ｂの破線に
示すように制御信号のリツプルが増大し、出力信
号波形に第４図Ｃの破線に示すような波形歪みが
生ずる。

すなわち、入力レベルが所定の大レベル領域内
にあつてレベル圧縮が行なわれている間のリカバ
リタイム時定数を短くしないことにより、制御信
号のリツプルによる低域波形歪みの発生を防止で
きる。

次に、時刻t₂で入力レベルが基準レベルを下回
ると、上述したようにトランジスタ１７がオンし
てリカバリタイムは例えば100ｍsecと短くなる。
従つて、第４図Ｂに示すように時刻t₂までの短時
間で制御信号電圧が低下し、一定利得に復帰す
る。これに対して、リカバリタイムが長いままだ
と、第４図Ｂの破線に示すように制御信号電圧の
低下が緩慢となり、一定利得に復帰するまでに時
刻t₄までのように長時間を要し、この間の出力波
形は第４図Ｃの破線のようになる。

すなわち、入力レベルが上記所定の大レベル領
域以外のとき、レベル圧縮用の時定数回路１３の
リカバリ時定数を短くすることにより、入力信号
が上記大レベル領域（0dB以上）からそれ以外の
領域（0dB以下）に変化したときのリカバリが高
速に行われ、0dB以下になつたときに、以前の
0dB以上の小利得状態の持続時間を短くして、
AGCの過渡的動作によるレベルの変動を最短時
間に抑えることができる。

次に、第５図は本発明の第２の実施例としての
AGC回路を示し、制御回路５′への信号を、
VCA３の出力端子からとつている。この第２の
実施例では、第１の実施例中の対数変換回路１８
が不要となり、電圧増幅器７の出力をそのまま整
流回路１２に送つている。すなわち、入力レベル
が増大したときには、VCA３による圧縮動作が
行われ、出力端子２には圧縮された出力信号が得
られるため、制御回路５への入力のダイナミツク
レンジが既に減少しており、前述した対数変換回
路が省略できる。

なお、この第５図の他の構成は、第３図ととも
に説明した第１の実施例と同様であるため、図中
同じ部分に同一の参照番号を付して説明を省略す
る。

第６図は本発明の第３の実施例を示し、圧縮お
よび伸張動作を行うAGC回路に本発明を適用し
たものであり、第７図にこのAGC回路の入出力
特性を示す。

この第３の実施例において、入力端子１と出力
端子２との間に、可変利得増幅器、たとえば
VCA３が挿入接続され、このVCA３の制御端子
４には、制御回路５０からの制御電圧が印加され
ている。この制御回路５０は、入力端子１からの
入力信号を信号源としており、第３図の第１の実
施例において説明した制御回路５の構成に加え
て、レベル伸張制御用の回路４０が設けられてい
る。この回路４０の整流回路４１には、上記電圧
増幅器７からの出力が、必要に応じて可変利得増
幅器５５を介して、供給されている。整流回路４
１からの整流出力は、平滑回路としての時低数回
路４２に送られる。この時定数回路４２は、整流
回路４１の出力端と接地との間に、抵抗４３，４
４の直列回路と、コンデンサ４５との並列に挿入
接続して成り、抵抗４４に対して並列にスイツチ
ング素子としてのトランジスタ４６が接続されて
いる。この時定数回路４２において、トランジス
タ４６がオンしたときには、抵抗４４の両端子間
が短絡され、抵抗４３が接地された状態となるた
め、時定数が短くなり、トランジスタ４６がオフ
状態では、抵抗４３，４４の直列接続の抵抗値と
なつて、時定数が長くなる。また、トランジスタ
４６のベースには、上記比較回路２７からの比較
出力が送られており、このトランジスタとして
は、上記時定数回路１３のトランジスタ１７のた
とえばNPN型に対して、PNP型のトランジスタ
４６を用いている。これは、第６図のAGC回路
の入出力特性を示す第７図において、入力端子１
の入力レベルが基準レベル（たとえば0dB）以上
のときレベル圧縮を行い、また、たとえば基準レ
ベル以下のときレベル伸張を行つていることか
ら、上記各トランジスタ１７，４６のスイツチン
グ動作のオン・オフを互いに逆とするためであ
る。したがつて、同タイプのトランジスタを用い
る場合には、比較回路２７からの比較出力のいず
れか一方を、インバータ等で反転してやつてもよ
い。次に、時定数回路４２からの出力は、加算器
４７において負担圧源４８からの出力電圧（−
Ｖ）と加算され、入力信号が無いときに加算器４
７の出力を負側に引つ張るようにしている。この
加算器４７からの出力は、ダイオード４９を介
し、加算器５１に減算信号として送られ、上記時
定数回路１３からの出力信号から減算される。こ
の加算器５１の出力は、制御信号として上記
VCA３の制御端子４に送られる。他の構成は、
前述した第３図と同様であるため、同じ部分に同
一の参照番号を付して説明を省略する。

以上のような構成を有するAGC回路において、
整流回路１１および時定数回路１３はレベル圧縮
用であり、前述した第１の実施例と同様に、入力
端子１の入力レベルが基準レベル（たとえば
0dB）以上のとき、トランジスタ１７がオフして
時定数回路１３の時定数が大きく、リカバリタイ
ムがたとえば1sec程度に長くなる。また、入力レ
ベルが基準レベル以下のとき、トランジスタ１７
がオンして時定数が小さくなり、リカバリタイム
がたとえば100ｍsec程度に短くなる。このレベル
圧縮に関連する作用効果は、第３図と共に前述し
た第１の実施例と同様であるため、説明を省略す
る。

次に、回路４０の整流回路４１および時定数回
路４２はレベル伸張用であり、AGC回路の入力
端子１からの入力レベルが所定の小レベル領域内
（たとえば0dB以下）のときレベル伸張が行われ、
このときトランジスタ４６はオフして時定数回路
４２の時定数が大きくなり、リカバリタイムはた
とえば1sec程度と長くなる。ここで、レベル伸張
が行われる基準レベルは、たとえば負電圧源４８
の出力電圧（−Ｖ）とダイオード４９の導通レベ
ルによつて決定され、また可変利得増幅器５５の
利得を可変することにより、第７図矢印に示すよ
うにレベル伸張の基準レベルを変化させることが
できる。ここで、入力レベルが上記所定の小レベ
ル領域以外（たとえば0dB以上）のときにはダイ
オード４９が遮断状態となり、VCA３の制御端
子電圧が一定、すなわち利得が一定（たとえば利
得１）となつて、利得制御動作（レベル伸張動
作）が行われなくなるが、このとき、トランジス
タ４６がオンして時定数回路４２の時定数が小さ
くなり、リカバリタイムはたとえば100ｍsec程度
と短かくなる。なお第７図では、0dBよりも低い
入力レベルＬでレベル伸張動作が切り換わつてい
るが、このレベルＬは整流回路４１内のダイオー
ドの導通レベルに対応するものである。

次に、具体的なレベル伸張動作について第８図
を参照しながら説明する。この第８図は、入力信
号（例えば100Hz程度の正弦波信号）のレベルが
変化したときの各部信号波形を示し、Ａは入力端
子１の入力信号、Ｂは整流回路４１から時定数回
路４２を介して加算器４７に送られる信号、Ｃは
加算器４７からのダイオード４９に送られる信
号、Ｄは加算器５１からの出力信号、Ｅは出力端
子２の出力信号をそれぞれ示している。ここで、
加算器５１からの出力信号Ｄは、上記時定数回路
１３からのレベル圧縮動作のための制御信号が加
算されたVCA３の利得制御信号であるが、説明
を簡略化するために、上記レベル圧縮のための制
御信号を省略している。

先ず第８図Ａの時刻t₁₁までの間での入力信号
レベルは、上記伸張動作が行われる所定の小レベ
ル領域内（例えば0dB以下）となつている。この
間のリカバリタイムは例えば上記1sec程度と長く
なつているため、時定数回路４２からの出力信号
Ｂの実線のようにリツプルの少ない波形が得ら
れ、これらが加算器４７からの出力信号Ｃや、加
算器５１からの出力信号Ｄにも表れ、波形歪の少
ない最終的な出力信号Ｅが得られる。これに対し
てリカバリタイムが短いと、Ｂの破線のようにリ
ツプルが多くなり、出力信号Ｅには破線に示すよ
うな波形歪が表れてしまう。

すなわち、入力レベルが所定の小レベル領域内
にあつてレベル伸張が行われている間のリカバリ
時定数を短くしないことにより、制御信号のリツ
プルによる低域波形歪みの発生を防止できる。

次に第８図Ａの時刻t₁₁〜t₁₂の間での入力信号
レベルは、上記伸張動作が行われる所定の小レベ
ル領域以外のレベル（例えば0dB以上）となつて
おり、この間のリカバリタイムは例えば上記100
ｍsec程度と短くなつている。このとき、時定数
回路４２からの信号波形（第８図Ｂの実線）や、
これに負電源電圧（−Ｖ）を加算した信号波形
（Ｃの実線）にはリツプルが表れているが、この
信号Ｃがダイオード４９の導通レベル、すなわち
略々0V（厳密にはダイオード４９の順方向電圧降
下分の0.7Vだけ下回るレベル）以上となるとき
にはダイオード４９がオフ（遮断）状態となるか
ら、ダイオード４９から出力されて加算器５１で
減算された信号は、第８図Ｄのように、略々0V
で一定となる。これが上記レベル伸張の行われて
いない一定利得の状態に相当し、第８図Ｅに示す
出力信号には波形歪が生じていない。

そして、入力レベルが時刻t₁₂以降で上記伸張
動作が行われる所定の小レベル領域内（例えば
0dB以下）に変化する際には、上記短いリカバリ
タイムにより時定数回路４２からの出力レベルが
急速に変化し、時刻t₁₂の略々直後の時刻t₁₃から
ダイオード４９の出力が表れるようになり、上記
伸張動作が行われるようになる。

これに対して、上記伸張動作が行われる所定の
小レベル領域以外のレベル（例えば0dB以上）の
ときのリカバリ時定数が長いと、時刻t₁₂以降で
の時定数回路４２からの出力レベルの低下が緩慢
となり、レベル伸張動作が行われる時刻t₁₄に達
するまでの時間が長くかかることになる。これ
は、例えばマイク収音時に、音声がなくなつても
背景ノイズがなかなか小さくならない等の不具合
となるため、好ましくない。

すなわち、入力レベルが上記所定の小レベル領
域以外のときのレベル伸張用の時定数回路４２の
リカバリ時定数を短くすることにより、入力信号
が上記小レベル領域以外の領域（0dB以上）から
上記小レベル領域内（0dB以下）に変化する際の
制御信号の変化が急速に行われ、レベル伸張動作
に移行するまでの待ち時間を短くすることができ
る。

以上の動作をまとめると、従来において、低域
ひずみの発生を抑えながらリカバリタイムを短く
することに限度があつたわけであるが、本発明の
構成を用いることにより、低域ひずみを発生する
ことなく、所望の短いリカバリタイムを得ること
ができ、AGC回路で生じがちであつた聴感上の
不快感を取り除くことができる。

〔発明の効果〕

以上説明したことからも明らかなように、本発
明に係る自動利得制御回路によれば、入力レベル
が所定の大レベル領域内にあるとき上記可変利得
増幅器の利得を変化させてレベル圧縮を行わせ又
は上記入力端子の入力レベルが所定の小レベル領
域内にあるとき上記可変利得増幅器の利得を変化
させてレベル伸張を行わせるような自動利得制御
回路であつて、入力レベルが上記所定の大レベル
領域以外又は上記所定の小レベル領域以外のとき
リカバリ時定数を短くしているため、利得制御が
行われている上記所定の大レベル領域又は上記所
定の小レベル領域のリカバリ時定数は従来と変わ
らずにエンベロープ波形の平坦化や低域出力の歪
み等の悪影響を生ずることなく、これらの領域以
外でのリカバリ時定数を短かくして利得変化の応
答性を高め、AGCの過渡的動作が緩慢に行われ
ることによる出力信号のレベル変化が耳障りとな
るような欠点を解消することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はレベル圧縮の入出力特性を示すグラ
フ、第２図はレベル伸張の入出力特性を示すグラ
フ、第３図は本発明の第１の実施例を示す回路
図、第４図は上記第１の実施例の具体的な動作を
説明するための波形図、第５図は本発明の第２の
実施例を示す回路図、第６図は本発明の第３の実
施例を示す回路図、第７図は第６図の回路の入出
力特性を示すグラフ、第８図は上記第３の実施例
の具体的な動作を説明するための波形図である。 １……入力端子、２……出力端子、３……
VCA、４……制御端子、５，５′，５０……制御
回路、１１，１２，４１……整流回路、１３，２
３，４２……時定数回路、１７，４６……トラン
ジスタ、１５……比較回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ オーデイオ信号の入力端子と出力端子との間
   に接続された可変利得増幅器と、 この可変利得増幅器の入力、出力、あるいはこ
   れらの和、差の信号が供給され、上記入力端子の
   入力レベルが所定の大レベル領域内にあるとき上
   記可変利得増幅器の利得を変化させてレベル圧縮
   を行わせ又は上記入力端子の入力レベルが所定の
   小レベル領域内にあるとき上記可変利得増幅器の
   利得を変化させてレベル伸張を行わせ、上記所定
   の大レベル領域以外又は上記所定の小レベル領域
   以外のときには上記可変利得増幅器の利得を固定
   して利得制御を行わせない制御回路とを有し、 上記制御回路は、 当該制御回路に供給された信号を平滑するため
   の時定数回路と、 当該制御回路に供給された信号のレベルと所定
   の基準電圧値とを比較して上記入力端子の入力レ
   ベルが上記所定の大レベル領域又は上記所定の小
   レベル領域内にあるか否かを検出する入力レベル
   領域検出回路と、 この入力レベル領域検出回路の出力により上記
   入力端子の入力レベルが上記所定の大レベル領域
   以外のときレベル圧縮用の上記時定数回路のリカ
   バリ時定数を短く又は上記入力端子の入力レベル
   が上記所定の小レベル領域以外のときレベル伸長
   用の上記時定数回路のリカバリ時定数を短くする
   スイツチング回路とを備えて成る ことを特徴とする自動利得制御回路。