JPS648925B2 - - Google Patents
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- JPS648925B2 JPS648925B2 JP14644680A JP14644680A JPS648925B2 JP S648925 B2 JPS648925 B2 JP S648925B2 JP 14644680 A JP14644680 A JP 14644680A JP 14644680 A JP14644680 A JP 14644680A JP S648925 B2 JPS648925 B2 JP S648925B2
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- JP
- Japan
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- signal
- time
- circuit
- input
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、たとえばマイクロフオン等からのオ
ーデイオ信号の入力レベルに応じて自動的に利得
が変化するような自動利得制御回路に関し、特
に、音楽や会話等の種々のソースに対して自動的
に最適の応答時間で利得変化が行なわれるもので
ある。
ーデイオ信号の入力レベルに応じて自動的に利得
が変化するような自動利得制御回路に関し、特
に、音楽や会話等の種々のソースに対して自動的
に最適の応答時間で利得変化が行なわれるもので
ある。
一般に、生のオーデイオソースのダイナミツク
レンジは、たとえば100dB以上と極めて広く、こ
れをマイクロフオン等で収音する段階では、100
〜110dB程度のダイナミツクレンジが保たれてい
るが、このオーデイオ信号をケーブルや電波に乗
せて伝送したり、磁気テープ等に記録したりする
ときには、たとえば60〜80dB程度のダイナミツ
クレンジが保てるにすぎない。このため、伝送媒
体や記録媒体の入力側でオーデイオ信号のレベル
を圧縮することにより、これらの伝送媒体や記録
媒体での信号波形の歪を防止することが行なわれ
ている。また、入力側でレベル圧縮し、出力側で
対称的にレベル伸張することにより、上記伝送媒
体や記録媒体の見かけ上のダイナミツクレンジを
拡大することも行なわれることがある。さらに、
マイクロフオン等で収音されるソースのバツクノ
イズを抑えるため、あるいはテープレコーダ等か
らの再生オーデイオ信号中のテープノイズを抑え
るため等に、レベル伸張が行なわれることもあ
る。
レンジは、たとえば100dB以上と極めて広く、こ
れをマイクロフオン等で収音する段階では、100
〜110dB程度のダイナミツクレンジが保たれてい
るが、このオーデイオ信号をケーブルや電波に乗
せて伝送したり、磁気テープ等に記録したりする
ときには、たとえば60〜80dB程度のダイナミツ
クレンジが保てるにすぎない。このため、伝送媒
体や記録媒体の入力側でオーデイオ信号のレベル
を圧縮することにより、これらの伝送媒体や記録
媒体での信号波形の歪を防止することが行なわれ
ている。また、入力側でレベル圧縮し、出力側で
対称的にレベル伸張することにより、上記伝送媒
体や記録媒体の見かけ上のダイナミツクレンジを
拡大することも行なわれることがある。さらに、
マイクロフオン等で収音されるソースのバツクノ
イズを抑えるため、あるいはテープレコーダ等か
らの再生オーデイオ信号中のテープノイズを抑え
るため等に、レベル伸張が行なわれることもあ
る。
このようなレベル圧縮やレベル伸張動作を行な
わせるための自動利得制御回路の一例として、信
号レベル圧縮器、いわゆるコンプレツサについて
説明する。このコンプレツサに対して、たとえば
第１図Ａに示すようなトーンバースト信号が入力
されたときには、該コンプレツサの利得はたとえ
ば第１図Ｂのように変化する。この第１図におい
て、入力信号のレベルが０のときには、コンプレ
ツサのゲイン（利得）は最大値GMとなつており、
時刻t1でトーンバースト信号が入力されると、ア
タツクタイムTaの過渡的な応答時間後に、ほぼ
上記トーンバースト信号の入力レベルに応じたゲ
インGTBに自動的に制御される。また、時刻t2で
トーンバースト信号が消滅すると、リカバリタイ
ムTrの応答時間後に、上記コンプレツサはほぼ
上記最大ゲインGMに自動的に制御される。
わせるための自動利得制御回路の一例として、信
号レベル圧縮器、いわゆるコンプレツサについて
説明する。このコンプレツサに対して、たとえば
第１図Ａに示すようなトーンバースト信号が入力
されたときには、該コンプレツサの利得はたとえ
ば第１図Ｂのように変化する。この第１図におい
て、入力信号のレベルが０のときには、コンプレ
ツサのゲイン（利得）は最大値GMとなつており、
時刻t1でトーンバースト信号が入力されると、ア
タツクタイムTaの過渡的な応答時間後に、ほぼ
上記トーンバースト信号の入力レベルに応じたゲ
インGTBに自動的に制御される。また、時刻t2で
トーンバースト信号が消滅すると、リカバリタイ
ムTrの応答時間後に、上記コンプレツサはほぼ
上記最大ゲインGMに自動的に制御される。
ところで、このような過渡的な応答時間は、オ
ーデイオソースによつて最適値が異なつており、
特に上記リカバリタイムTrとしては、会話等の
音声の場合に100msec以内とし、音楽ソースの場
合には１〜数十secと長くすることが好ましい。
ーデイオソースによつて最適値が異なつており、
特に上記リカバリタイムTrとしては、会話等の
音声の場合に100msec以内とし、音楽ソースの場
合には１〜数十secと長くすることが好ましい。
このため、従来においては、各種ソース毎に個
別のコンプレツサ等を備えたり、ソースの種類に
応じて手動操作でコンプレツサ等の時定数を切換
ていた。
別のコンプレツサ等を備えたり、ソースの種類に
応じて手動操作でコンプレツサ等の時定数を切換
ていた。
本発明は、このような従来の実情に鑑みてなさ
れたものであり、対象とするオーデイオソースの
範囲を広げて、たとえば一般の音楽ソースに対し
ても、また音声を主としたソースに対しても、自
動的にそれぞれ最適の過渡応答時定数に制御され
るような自動利得制御回路の提供を目的とする。
れたものであり、対象とするオーデイオソースの
範囲を広げて、たとえば一般の音楽ソースに対し
ても、また音声を主としたソースに対しても、自
動的にそれぞれ最適の過渡応答時定数に制御され
るような自動利得制御回路の提供を目的とする。
以下、本発明に係る好ましい実施例について、
図面を参照しながら説明する。
図面を参照しながら説明する。
第２図は本発明に係る自動利得制御回路の第１
の実施例として、入力信号をレベル圧縮するコン
プレツサ１０に適用した一例を示している。この
第２図において、入力端子１には、たとえばマイ
クロフオンからの音楽信号あるいは音声信号が供
給される。この入力信号は、可変利得回路３を介
して出力端子２に送られている。この可変利得回
路３は、制御入力端子４に供給される制御信号に
応じてゲイン（利得）が変化するものであり、こ
の制御信号は制御回路部５から出力される。制御
回路部５は、可変利得回路３の入力、出力、又は
入力と出力の和若しくは差の信号を入力として制
御信号を出力するものであるが、本実施例では、
可変利得回路３の入力信号の一部を用いて制御信
号を得ている。すなわち、入力端子１からの入力
信号は、制御回路部５の検波器６で検波され、平
滑回路７で平滑されて、上記入力信号の包絡情報
（振幅情報）の信号となり、この包絡情報信号は、
制御信号発生器８に送られて、可変利得回路３を
利得制御するのに適した信号形態の制御信号とな
つて制御入力端子４に送られる。
の実施例として、入力信号をレベル圧縮するコン
プレツサ１０に適用した一例を示している。この
第２図において、入力端子１には、たとえばマイ
クロフオンからの音楽信号あるいは音声信号が供
給される。この入力信号は、可変利得回路３を介
して出力端子２に送られている。この可変利得回
路３は、制御入力端子４に供給される制御信号に
応じてゲイン（利得）が変化するものであり、こ
の制御信号は制御回路部５から出力される。制御
回路部５は、可変利得回路３の入力、出力、又は
入力と出力の和若しくは差の信号を入力として制
御信号を出力するものであるが、本実施例では、
可変利得回路３の入力信号の一部を用いて制御信
号を得ている。すなわち、入力端子１からの入力
信号は、制御回路部５の検波器６で検波され、平
滑回路７で平滑されて、上記入力信号の包絡情報
（振幅情報）の信号となり、この包絡情報信号は、
制御信号発生器８に送られて、可変利得回路３を
利得制御するのに適した信号形態の制御信号とな
つて制御入力端子４に送られる。
さらに、本発明の特徴として、上記包絡情報信
号の一部を、変化分検出回路部１１に送り、この
回路部１１からの出力により制御回路部５の応答
時定数、特に、本実施例では、制御信号発生器８
の時定数を変化させている。ここで、変化分検出
回路部１１は、上記包絡情報信号の時間変化分あ
るいは時間を変数とする差分を取り出すものであ
り、たとえば遅延回路１２と差動増幅器（あるい
は単に減算を行なう回路）１３とで構成できる。
すなわち、制御回路部５の平滑回路７からの上記
包絡情報信号をそのまま差動増幅器１３の正側入
力端子（非反転入力端子）に供給し、また上記包
絡情報信号を遅延回路１２を介して差動増幅器１
３の負側入力端子（反転入力端子）に供給してい
る。この差動増幅器１３からの変化分出力を制御
回路部５の制御信号発生器８に送り、アタツクタ
イムやリカバリタイム等の応答時間を決定する時
定数を変化させている。
号の一部を、変化分検出回路部１１に送り、この
回路部１１からの出力により制御回路部５の応答
時定数、特に、本実施例では、制御信号発生器８
の時定数を変化させている。ここで、変化分検出
回路部１１は、上記包絡情報信号の時間変化分あ
るいは時間を変数とする差分を取り出すものであ
り、たとえば遅延回路１２と差動増幅器（あるい
は単に減算を行なう回路）１３とで構成できる。
すなわち、制御回路部５の平滑回路７からの上記
包絡情報信号をそのまま差動増幅器１３の正側入
力端子（非反転入力端子）に供給し、また上記包
絡情報信号を遅延回路１２を介して差動増幅器１
３の負側入力端子（反転入力端子）に供給してい
る。この差動増幅器１３からの変化分出力を制御
回路部５の制御信号発生器８に送り、アタツクタ
イムやリカバリタイム等の応答時間を決定する時
定数を変化させている。
次に、上記可変利得回路３は、種々の具体的回
路構成が知られているが、最も単純な構成として
は、トランジスタやFET等の可変抵抗素子を用
いて、上記制御信号によりこの可変抵抗素子の抵
抗値を変化させればよい。また、オペアンプ等の
高利得増幅器を用いてもよく、この高利得増幅器
に対して入力抵抗と負帰還抵抗を接続した負帰還
増幅回路のゲインが、一般に入力抵抗と負帰還抵
抗の比で決定されることから、これらの入力抵抗
と負帰還抵抗の少なくとも一方の抵抗値を上記制
御信号に応じて変化させることにより、可変利得
回路を構成できる。また、デジタル−アナログ変
換器（Ｄ−Ａコンバータ）の基準入力端子に上記
入力信号を供給し、デジタル入力端子にデジタル
化された上記制御信号を供給することにより、ア
ナログ出力端子から利得制御された出力信号を得
るようにしてもよい。この場合のＤ−Ａコンバー
タは、いわゆるはしご形抵抗や重み抵抗等の抵抗
マトリクス回路に基準信号を供給しておき、デジ
タル入力信号に応じて上記抵抗マトリクス回路中
に挿入接続された複数個のスイツチを切換制御す
ることによつて、アナログ変換出力を得るような
一般のＤ−Ａコンバータであるが、上記基準信号
として上記入力信号を用い、また上記デジタル入
力信号として上記制御信号をデジタル化した信号
を用いれば、基準入力端子からアナログ出力端子
への利得がデジタル入力端子の信号に応じて変化
するような可変利得回路が得られる。
路構成が知られているが、最も単純な構成として
は、トランジスタやFET等の可変抵抗素子を用
いて、上記制御信号によりこの可変抵抗素子の抵
抗値を変化させればよい。また、オペアンプ等の
高利得増幅器を用いてもよく、この高利得増幅器
に対して入力抵抗と負帰還抵抗を接続した負帰還
増幅回路のゲインが、一般に入力抵抗と負帰還抵
抗の比で決定されることから、これらの入力抵抗
と負帰還抵抗の少なくとも一方の抵抗値を上記制
御信号に応じて変化させることにより、可変利得
回路を構成できる。また、デジタル−アナログ変
換器（Ｄ−Ａコンバータ）の基準入力端子に上記
入力信号を供給し、デジタル入力端子にデジタル
化された上記制御信号を供給することにより、ア
ナログ出力端子から利得制御された出力信号を得
るようにしてもよい。この場合のＤ−Ａコンバー
タは、いわゆるはしご形抵抗や重み抵抗等の抵抗
マトリクス回路に基準信号を供給しておき、デジ
タル入力信号に応じて上記抵抗マトリクス回路中
に挿入接続された複数個のスイツチを切換制御す
ることによつて、アナログ変換出力を得るような
一般のＤ−Ａコンバータであるが、上記基準信号
として上記入力信号を用い、また上記デジタル入
力信号として上記制御信号をデジタル化した信号
を用いれば、基準入力端子からアナログ出力端子
への利得がデジタル入力端子の信号に応じて変化
するような可変利得回路が得られる。
なお、この可変利得回路３は、レベル圧縮を行
なうために、入力レベルが大きくなるとき利得が
小さくなるようなハードウエア上の構成がとられ
ている。
なうために、入力レベルが大きくなるとき利得が
小さくなるようなハードウエア上の構成がとられ
ている。
以上のような構成を有するコンプレツサ１０に
おいて、平滑回路７の時定数としては、アタツク
タイム20μsec、リカバリタイムが20msecとなる
ように選定されている。また、変化分検出回路部
１１からの出力が大きいほど、すなわち、平滑回
路７からの出力とこれを遅延回路１２で遅延した
出力との差が大きいほど、制御信号発生器８の時
定数を小さくするように、すなわちアタツクタイ
ムやリカバリタイムを短かくするように動作す
る。この場合の具体的な応答時間としては、アタ
ツクタイムは20μsec〜10msec、リカバリタイム
30msec〜30sec程度の範囲で変化させる。
おいて、平滑回路７の時定数としては、アタツク
タイム20μsec、リカバリタイムが20msecとなる
ように選定されている。また、変化分検出回路部
１１からの出力が大きいほど、すなわち、平滑回
路７からの出力とこれを遅延回路１２で遅延した
出力との差が大きいほど、制御信号発生器８の時
定数を小さくするように、すなわちアタツクタイ
ムやリカバリタイムを短かくするように動作す
る。この場合の具体的な応答時間としては、アタ
ツクタイムは20μsec〜10msec、リカバリタイム
30msec〜30sec程度の範囲で変化させる。
まず、入力端子１の信号レベル（入力レベル）
が小さいときには、可変利得回路３の利得が大き
く、上記入力レベルが大きくなるに伴なつて上記
利得は小さくなつてゆく。
が小さいときには、可変利得回路３の利得が大き
く、上記入力レベルが大きくなるに伴なつて上記
利得は小さくなつてゆく。
次に、入力レベルの時間的な変化分は変化分検
出回路部１１により検出され、制御信号発生器８
に送られて時定数を制御するわけであるが、入力
信号が音声のようにオン・オフ的な変化の激しい
ものの場合には、上記変化分が大きく、制御信号
発生器８の時定数、特にリカバリタイムたとえば
100msec以内と短かくなる。これに対して、音楽
信号のようにレベル変動が滑らかな信号が入力さ
れた場合には、上記変化分が小さく、応答時間、
特にリカバリタイムがたとえば数sec程度と長く
なる。
出回路部１１により検出され、制御信号発生器８
に送られて時定数を制御するわけであるが、入力
信号が音声のようにオン・オフ的な変化の激しい
ものの場合には、上記変化分が大きく、制御信号
発生器８の時定数、特にリカバリタイムたとえば
100msec以内と短かくなる。これに対して、音楽
信号のようにレベル変動が滑らかな信号が入力さ
れた場合には、上記変化分が小さく、応答時間、
特にリカバリタイムがたとえば数sec程度と長く
なる。
したがつて、入力信号が音声ソースであつても
音楽ソースであつても、そのソースに最適な応答
時間に自動的に制御されるため、聴感的に違和感
の少ない出力信号が得られる。また、従来のよう
にソースに応じて手動で応答時間を調節あるいは
切換操作する必要がなくなり、使用に便利であ
る。
音楽ソースであつても、そのソースに最適な応答
時間に自動的に制御されるため、聴感的に違和感
の少ない出力信号が得られる。また、従来のよう
にソースに応じて手動で応答時間を調節あるいは
切換操作する必要がなくなり、使用に便利であ
る。
なお上記説明中では、特にリカバリタイムにつ
いて述べたが、アタツクタイムやホールドタイム
についても同様に、ソースに応じて自動的に時定
数を制御することが可能である。
いて述べたが、アタツクタイムやホールドタイム
についても同様に、ソースに応じて自動的に時定
数を制御することが可能である。
次に、本発明の第２の実施例としてのコンプレ
ツサ２０について、第３図を参照しながら説明す
る。
ツサ２０について、第３図を参照しながら説明す
る。
この第３図において、入力端子２１と出力端子
２２との間には、オーバーシユートの発生を防止
するための遅延回路３３と、可変利得回路である
VCA（電圧制御型増幅器）２３との直列回路が挿
入接続されている。また、入力端子２１には、入
力信号の包絡情報（あるいは振幅情報）を得るた
めの２組の増幅、検波、平滑回路が接続されてい
る。これらのうちの一組目は、VCA２３の制御
端子２４に制御信号を供給するための制御回路部
２５であり、増幅器３４、検波用ダイオード２
６、アタツクタイム決定用抵抗３５、平滑用コン
デンサ２７、およびリカバリタイム決定用抵抗３
６，３７から成つている。次に二組目は、増幅器
４１、周波数特性を得るための抵抗４２、イコラ
イズ用素子４３、整流用ダイオード４４、アタツ
クタイム決定用抵抗４５、平滑用コンデンサ４
６、および時間変化分を検出するための微分回路
３１を備え、この微分回路３１からの出力信号
と、定負電位供給端子４７からの定負電位信号と
を加算器４８で加算して、この加算出力を定電流
用抵抗４９を介して可変抵抗素子としてのトラン
ジスタ３８のレベルに送つている。このトランジ
スタ３８のコレクタ、エミツタは、上記制御回路
部２５のリカバリタイム決定用抵抗３７に並列接
続されており、このトランジスタ３８のコレク
タ、エミツタ間抵抗が変化することにより、制御
回路部２５のリカバリの時定数が変化する。
２２との間には、オーバーシユートの発生を防止
するための遅延回路３３と、可変利得回路である
VCA（電圧制御型増幅器）２３との直列回路が挿
入接続されている。また、入力端子２１には、入
力信号の包絡情報（あるいは振幅情報）を得るた
めの２組の増幅、検波、平滑回路が接続されてい
る。これらのうちの一組目は、VCA２３の制御
端子２４に制御信号を供給するための制御回路部
２５であり、増幅器３４、検波用ダイオード２
６、アタツクタイム決定用抵抗３５、平滑用コン
デンサ２７、およびリカバリタイム決定用抵抗３
６，３７から成つている。次に二組目は、増幅器
４１、周波数特性を得るための抵抗４２、イコラ
イズ用素子４３、整流用ダイオード４４、アタツ
クタイム決定用抵抗４５、平滑用コンデンサ４
６、および時間変化分を検出するための微分回路
３１を備え、この微分回路３１からの出力信号
と、定負電位供給端子４７からの定負電位信号と
を加算器４８で加算して、この加算出力を定電流
用抵抗４９を介して可変抵抗素子としてのトラン
ジスタ３８のレベルに送つている。このトランジ
スタ３８のコレクタ、エミツタは、上記制御回路
部２５のリカバリタイム決定用抵抗３７に並列接
続されており、このトランジスタ３８のコレク
タ、エミツタ間抵抗が変化することにより、制御
回路部２５のリカバリの時定数が変化する。
ここで、具体的な応答時間の一列としては、制
御回路部２５の抵抗３５とコンデンサ２７とによ
るアタツクタイムを200μsecとし、コンデンサ２
７と抵抗３６，３７および可変抵抗素子としての
トランジスタ３８とによるリカバリタイムを
30msec〜30sec程度の範囲と可変とする。また、
コンデンサ４６の充放電と関連するアタツクタイ
ムを200μsec、リカバリタイムを20msecとする。
御回路部２５の抵抗３５とコンデンサ２７とによ
るアタツクタイムを200μsecとし、コンデンサ２
７と抵抗３６，３７および可変抵抗素子としての
トランジスタ３８とによるリカバリタイムを
30msec〜30sec程度の範囲と可変とする。また、
コンデンサ４６の充放電と関連するアタツクタイ
ムを200μsec、リカバリタイムを20msecとする。
このような回路構成のコンプレツサ２０におい
て、入力端子２１の入力信号レベルが大きくなる
と、VCA２３の制御端子２４の制御電圧が上昇
し、このときVCA２３の利得が小さくなつて、
入力信号はレベル圧縮される。また、入力レベル
が小さかつたときおよび増加していたとき、上記
定負電位供給端子４７の定負電位Vsのためにオ
フしていた可変抵抗素子のトランジスタ３８は、
入力レベル急激な低下によつて微分回路３１の出
力が正となるため、この出力と上記定負電位Vs
との和がトランジスタ３８のベースに送られるこ
とにより抵抗値を減じ、制御回路部２５のリカバ
リタイムが短かくなる。
て、入力端子２１の入力信号レベルが大きくなる
と、VCA２３の制御端子２４の制御電圧が上昇
し、このときVCA２３の利得が小さくなつて、
入力信号はレベル圧縮される。また、入力レベル
が小さかつたときおよび増加していたとき、上記
定負電位供給端子４７の定負電位Vsのためにオ
フしていた可変抵抗素子のトランジスタ３８は、
入力レベル急激な低下によつて微分回路３１の出
力が正となるため、この出力と上記定負電位Vs
との和がトランジスタ３８のベースに送られるこ
とにより抵抗値を減じ、制御回路部２５のリカバ
リタイムが短かくなる。
この第２の実施例においては、前述した第２図
の第１の実施例の効果のみならず、次のような効
果が得られる。まず、可変利得回路の一例である
VCA２３の前段に遅延回路３３を挿入している
ため、入力端子２１の入力レベルが急激に上昇し
た場合でも、これが一定時間遅延されてVCA２
３に供給され、このときVCA２３は既に小さな
利得に制御されており、いわゆるオーバーシユー
トを有効に防止できる。次に、入力信号の包絡情
の時間的な変化分を検出するための回路部の入力
段に、周波数特性を得るための抵抗４２およびイ
コライザ素子４３を設けているため、特定の周波
数で応答時間、特にリカバリタイムの制御が強く
行なわれ、ソースに応じた時定数制御の質が高ま
る。さらに、微分回路３１からの変化分検出出力
を、加算器４８において定負電位出力と加算して
いるため、変化分があるレベルを越えたときのみ
上記時定数制御が行なわれるようになり、音声ソ
ースと音楽ソースとの判別が明確に行なわれる。
の第１の実施例の効果のみならず、次のような効
果が得られる。まず、可変利得回路の一例である
VCA２３の前段に遅延回路３３を挿入している
ため、入力端子２１の入力レベルが急激に上昇し
た場合でも、これが一定時間遅延されてVCA２
３に供給され、このときVCA２３は既に小さな
利得に制御されており、いわゆるオーバーシユー
トを有効に防止できる。次に、入力信号の包絡情
の時間的な変化分を検出するための回路部の入力
段に、周波数特性を得るための抵抗４２およびイ
コライザ素子４３を設けているため、特定の周波
数で応答時間、特にリカバリタイムの制御が強く
行なわれ、ソースに応じた時定数制御の質が高ま
る。さらに、微分回路３１からの変化分検出出力
を、加算器４８において定負電位出力と加算して
いるため、変化分があるレベルを越えたときのみ
上記時定数制御が行なわれるようになり、音声ソ
ースと音楽ソースとの判別が明確に行なわれる。
次に、第４図は本発明の第３の実施例として、
上記第３図の第２の実施例に対してアタツクタイ
ムを制御するための回路を付加したコンプレツサ
５０を示すものである。
上記第３図の第２の実施例に対してアタツクタイ
ムを制御するための回路を付加したコンプレツサ
５０を示すものである。
すなわち、この第４図において、第３図と同じ
部分には同一の参照番号を付しており、さらに、
制御回路部２５のアタツクタイム決定用抵抗３５
と並列に、可変抵抗素子としてのフオトトランジ
スタ６０のコレクタ、エミツタ間を接続してい
る。また、入力信号の振幅情報を得るための三組
目の回路部として、増幅器５１、周波数特性を得
るための抵抗５２とイコライザ用素子５３、整流
用ダイオード５４、アタツクタイム決定用抵抗５
５、平滑用コンデンサ５６、変化分検出回路とし
ての微分回路５７、発光ダイオード５８、および
抵抗５９が設けられている。ここで、発光ダイオ
ード５８と制御回路部２５′のフオトトランジス
タ６０とは、光学的に結合されている。
部分には同一の参照番号を付しており、さらに、
制御回路部２５のアタツクタイム決定用抵抗３５
と並列に、可変抵抗素子としてのフオトトランジ
スタ６０のコレクタ、エミツタ間を接続してい
る。また、入力信号の振幅情報を得るための三組
目の回路部として、増幅器５１、周波数特性を得
るための抵抗５２とイコライザ用素子５３、整流
用ダイオード５４、アタツクタイム決定用抵抗５
５、平滑用コンデンサ５６、変化分検出回路とし
ての微分回路５７、発光ダイオード５８、および
抵抗５９が設けられている。ここで、発光ダイオ
ード５８と制御回路部２５′のフオトトランジス
タ６０とは、光学的に結合されている。
このような構成において、入力端子２１の入力
信号のアタツク時には、微分回路５７がこのアタ
ツクの時間的変化分を検出して発光ダイオード５
８を点灯駆動するため、制御回路部２５′のフオ
トダイオード６０の抵抗値が変化し、制御回路部
２５′のアタツクタイムが制御される。
信号のアタツク時には、微分回路５７がこのアタ
ツクの時間的変化分を検出して発光ダイオード５
８を点灯駆動するため、制御回路部２５′のフオ
トダイオード６０の抵抗値が変化し、制御回路部
２５′のアタツクタイムが制御される。
他の動作および効果は、上記第２の実施例と同
様であるため、説明を省略する。
様であるため、説明を省略する。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるも
のではなく、たとえば実施例においては、コンプ
レツサに適用した例についてのみ説明したが、こ
の他、エキスパンダや、入力側にコンプレツサ、
出力側にエキスパンダを設けたコンパンダシステ
ム等にも容易に適用できる。この他、本発明の要
旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
のではなく、たとえば実施例においては、コンプ
レツサに適用した例についてのみ説明したが、こ
の他、エキスパンダや、入力側にコンプレツサ、
出力側にエキスパンダを設けたコンパンダシステ
ム等にも容易に適用できる。この他、本発明の要
旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
第１図Ａ，Ｂは自動利得制御動作時のアタツク
タイムTaおよびリカバリタイムTrを説明するた
めのタイムチヤート、第２図は本発明の第１の実
施例を示すブロツク回路図、第３図は本発明の第
２の実施例を示す回路図、第４図は本発明の第３
の実施例を示す回路図である。 １，２１……入力端子、２，２２……出力端
子、３，２３……可変利得回路、４，２４……制
御入力端子、５，２５，２５′……制御回路部、
１１，３１，５７……変化分検出回路。
タイムTaおよびリカバリタイムTrを説明するた
めのタイムチヤート、第２図は本発明の第１の実
施例を示すブロツク回路図、第３図は本発明の第
２の実施例を示す回路図、第４図は本発明の第３
の実施例を示す回路図である。 １，２１……入力端子、２，２２……出力端
子、３，２３……可変利得回路、４，２４……制
御入力端子、５，２５，２５′……制御回路部、
１１，３１，５７……変化分検出回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力端子と出力端子との間に挿入接続され制
御信号に応じて利得が変化する可変利得回路と、 上記入力端子あるいは出力端子のいずれか一方
の信号またはこれらの入出力端子の信号の和もし
くは差の信号の包絡情報を検出して上記制御信号
を得る制御回路部と、 上記包絡情報の時間的な変化分を検出する変化
分検出回路とを有し、 この変化分検出回路からの出力に応じて上記制
御回路部のアタツクタイムまたはリカバリタイム
を定める時定数を変化させるようにしたことを特
徴とする自動利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14644680A JPS5769915A (en) | 1980-10-20 | 1980-10-20 | Automatic gain control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14644680A JPS5769915A (en) | 1980-10-20 | 1980-10-20 | Automatic gain control circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5769915A JPS5769915A (en) | 1982-04-30 |
| JPS648925B2 true JPS648925B2 (ja) | 1989-02-15 |
Family
ID=15407824
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14644680A Granted JPS5769915A (en) | 1980-10-20 | 1980-10-20 | Automatic gain control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5769915A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60176315A (ja) * | 1984-02-21 | 1985-09-10 | Rohm Co Ltd | 自動利得調整回路 |
| JP2009171092A (ja) * | 2008-01-15 | 2009-07-30 | Audio Technica Corp | 音響装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5250500B2 (ja) * | 1972-07-12 | 1977-12-24 |
-
1980
- 1980-10-20 JP JP14644680A patent/JPS5769915A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5769915A (en) | 1982-04-30 |
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