JPH0337397B2 - - Google Patents
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- JPH0337397B2 JPH0337397B2 JP58059274A JP5927483A JPH0337397B2 JP H0337397 B2 JPH0337397 B2 JP H0337397B2 JP 58059274 A JP58059274 A JP 58059274A JP 5927483 A JP5927483 A JP 5927483A JP H0337397 B2 JPH0337397 B2 JP H0337397B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
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- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/292—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC
- H02P7/293—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC using phase control
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S388/00—Electricity: motor control systems
- Y10S388/90—Specific system operational feature
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y10S388/907—Specific control circuit element or device
- Y10S388/917—Thyristor or scr
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は点弧位相制御により逆起電力を発生す
る負荷に供給する電力を可変できるサイリスタ変
換器の制御装置に係り、特に電流断続時の非線形
性による応答特性を補償するようにしたサイリス
タ変換器の制御装置に関する。
る負荷に供給する電力を可変できるサイリスタ変
換器の制御装置に係り、特に電流断続時の非線形
性による応答特性を補償するようにしたサイリス
タ変換器の制御装置に関する。
良く知られているように、サイリスタ変換器に
より直流電動機や交流電動機を駆動することが行
われている。
より直流電動機や交流電動機を駆動することが行
われている。
ところで、サイリスタ変換器で電動機を駆動す
る場合には負荷状態によつてサイリスタ変換器を
流れる電流が連続したり断続したりする。サイリ
スタ変換器は電流断続時にその変換特性が非線形
となる。そのため、周知のようにサイリスタ変換
器の制御装置の応答特性が劣化する。
る場合には負荷状態によつてサイリスタ変換器を
流れる電流が連続したり断続したりする。サイリ
スタ変換器は電流断続時にその変換特性が非線形
となる。そのため、周知のようにサイリスタ変換
器の制御装置の応答特性が劣化する。
このことを解決するために、次のような非線形
補償方法が提案されている。この非線形補償方法
はサイリスタ変換器の直流出力平均電圧が電流連
続時と断続時とで同一になる点弧制御角（制御遅
れ角）の差（制御偏差角）を求め、電流断続時に
は位相制御信号から求まる位相設定角に制御偏差
角を加算して点弧制御角とすることにより非線形
補償を行うものである。
補償方法が提案されている。この非線形補償方法
はサイリスタ変換器の直流出力平均電圧が電流連
続時と断続時とで同一になる点弧制御角（制御遅
れ角）の差（制御偏差角）を求め、電流断続時に
は位相制御信号から求まる位相設定角に制御偏差
角を加算して点弧制御角とすることにより非線形
補償を行うものである。
この非線形補償方法の実用に際しては制御偏差
角を演算により求めなければならない。制御偏差
角は主として電動機によつて定まる主回路定数を
考慮して演算する必要がある。電動機は仕様通り
に製作しても電動機定数に誤差があり、また、電
動機定数は経年変化する。主回路定数設定値と実
際の主回路定数が一致しないと電流連続時に補償
したり、電流断続領域になつても補償しなくな
る。
角を演算により求めなければならない。制御偏差
角は主として電動機によつて定まる主回路定数を
考慮して演算する必要がある。電動機は仕様通り
に製作しても電動機定数に誤差があり、また、電
動機定数は経年変化する。主回路定数設定値と実
際の主回路定数が一致しないと電流連続時に補償
したり、電流断続領域になつても補償しなくな
る。
主回路定数設定値が実際の主回路定数よりも小
さいと、電流連続状態であつても電流断続してい
ると判断し制御偏差角を加算するので過補償とな
る。逆の場合には電流断続状態であつても電流連
続と判断する領域が存在することになり、かつ電
流断続状態と判断しても補償する制御偏差角が少
なく不足補償となる。
さいと、電流連続状態であつても電流断続してい
ると判断し制御偏差角を加算するので過補償とな
る。逆の場合には電流断続状態であつても電流連
続と判断する領域が存在することになり、かつ電
流断続状態と判断しても補償する制御偏差角が少
なく不足補償となる。
過補償になると位相制御信号に対してサイリス
タ変換器の直流出力電圧が小さくなる。直流電圧
が低下すると負荷電流が小さくなり、そのため補
償する制御偏差角が大きくなるという正帰還状態
となる。一方、不足補償の場合には電流断続時に
も非線形補償されない領域が存在し、かつ補償す
る領域になつても制御偏差角が小さすぎることに
なる。
タ変換器の直流出力電圧が小さくなる。直流電圧
が低下すると負荷電流が小さくなり、そのため補
償する制御偏差角が大きくなるという正帰還状態
となる。一方、不足補償の場合には電流断続時に
も非線形補償されない領域が存在し、かつ補償す
る領域になつても制御偏差角が小さすぎることに
なる。
このように、過補償と不足補償のいずれの場合
にも最適な非線形補償を行い応答性を改善すると
いうことができなくなる。
にも最適な非線形補償を行い応答性を改善すると
いうことができなくなる。
本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところは、実際の主回路定数に応じ
て最適な非線形補償を行なえるサイリスタ変換器
の制御装置を提供することにある。
の目的とするところは、実際の主回路定数に応じ
て最適な非線形補償を行なえるサイリスタ変換器
の制御装置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは負荷電流が断続状
態から連続状態になる負荷電流（断連境界値）を
検出し、主回路定数を実際の主回路定数に合せる
ように自動設定して最適な非線形補償を行なうよ
うにしたことにある。
態から連続状態になる負荷電流（断連境界値）を
検出し、主回路定数を実際の主回路定数に合せる
ように自動設定して最適な非線形補償を行なうよ
うにしたことにある。
まず、本発明を採用する代表的な一例であるサ
イリスタをグレーツ結線したサイリスタ変換器に
より直流電動機を駆動する静止レオナードの制御
装置を第１図により説明する。
イリスタをグレーツ結線したサイリスタ変換器に
より直流電動機を駆動する静止レオナードの制御
装置を第１図により説明する。
第１図において、１は電源変圧器、２は交流電
流を検出する変流器、３は商用周波数の交流を可
変電圧の直流に変換するサイリスタ変換器、４は
直流電動機、５は速度検出器、６は速度指令値SR
と速度検出器５からの速度帰還値SFとの偏差に応
じた電流指令値IRを発生する速度制御回路、７は
変流器２の出力を直流に変換する電流検出回路、
８は電流指令値IRと電流検出回路７からの電流帰
還値Iaとの偏差に応じた制御角指令（位相制御信
号）VRを発生する電流制御回路、９は制御角指
令VRに従つた点弧制御角αで点弧パルスを発生
しサイリスタ変換器３の点弧制御を行う位相制御
回路である。
流を検出する変流器、３は商用周波数の交流を可
変電圧の直流に変換するサイリスタ変換器、４は
直流電動機、５は速度検出器、６は速度指令値SR
と速度検出器５からの速度帰還値SFとの偏差に応
じた電流指令値IRを発生する速度制御回路、７は
変流器２の出力を直流に変換する電流検出回路、
８は電流指令値IRと電流検出回路７からの電流帰
還値Iaとの偏差に応じた制御角指令（位相制御信
号）VRを発生する電流制御回路、９は制御角指
令VRに従つた点弧制御角αで点弧パルスを発生
しサイリスタ変換器３の点弧制御を行う位相制御
回路である。
かかる構成の動作は良く知られており詳細説明
を省略するが、要するに、電動機電流Iaが電流指
令値IRとなるような制御角指令VRに応じた制御角
αでサイリスタ変換器３の点弧制御を行うことに
より電動機速度SFを速度指令値SRとなるように制
御するものである。
を省略するが、要するに、電動機電流Iaが電流指
令値IRとなるような制御角指令VRに応じた制御角
αでサイリスタ変換器３の点弧制御を行うことに
より電動機速度SFを速度指令値SRとなるように制
御するものである。
第２図に本発明の一実施例を示す。
第２図において、第１図と同一記号のものは相
当物を示し、１０は位相制御信号VRを逆余弦変
換し設定制御角αを出力する逆余弦変換器、１１
は設定制御角αにより第３図に示す如き補正係数
k1を求める補正係数演算器、１２は断続開始点を
定める掛算器で、電源電圧E2とインダクタンス
Ｌ（電源および電動機）により定まる主回路定数
ｋと電動機電流Iaを掛算する。１３は補正係数k1
と掛算器１２の出力kIaを掛算する掛算器、１４
は掛算器１３の出力に応じて第４図に示す如き偏
差角θを出力する関数発生器、１５は設定制御角
αと偏差角θを加算し、制御角α′を出力する加算
器、２０はサイリスタ変換器３に点弧パルスを与
えるゲート出力回路、２１はスイツチ、２２は電
流断続時にａ側に閉路し、連続時にｂ側に閉路す
る切換スイツチ、２４は主回路定数設計値kaと割
算器２５の出力を掛算する掛算器、２６は負荷電
流が断連境界値を通過したときの掛算器１３の出
力（電流評価信号）を記憶するメモリー回路、２
７は瞬時電流検出器、２８は電流零検出器、２９
は負荷電流の連続と断続を検出する断連検出器、
３０は負荷電流が断連境界値を通過したことを検
出する境界値通過検出器、３２は平均電流検出回
路である。
当物を示し、１０は位相制御信号VRを逆余弦変
換し設定制御角αを出力する逆余弦変換器、１１
は設定制御角αにより第３図に示す如き補正係数
k1を求める補正係数演算器、１２は断続開始点を
定める掛算器で、電源電圧E2とインダクタンス
Ｌ（電源および電動機）により定まる主回路定数
ｋと電動機電流Iaを掛算する。１３は補正係数k1
と掛算器１２の出力kIaを掛算する掛算器、１４
は掛算器１３の出力に応じて第４図に示す如き偏
差角θを出力する関数発生器、１５は設定制御角
αと偏差角θを加算し、制御角α′を出力する加算
器、２０はサイリスタ変換器３に点弧パルスを与
えるゲート出力回路、２１はスイツチ、２２は電
流断続時にａ側に閉路し、連続時にｂ側に閉路す
る切換スイツチ、２４は主回路定数設計値kaと割
算器２５の出力を掛算する掛算器、２６は負荷電
流が断連境界値を通過したときの掛算器１３の出
力（電流評価信号）を記憶するメモリー回路、２
７は瞬時電流検出器、２８は電流零検出器、２９
は負荷電流の連続と断続を検出する断連検出器、
３０は負荷電流が断連境界値を通過したことを検
出する境界値通過検出器、３２は平均電流検出回
路である。
次にその動作を説明する。
まず、本発明の理解を容易にするため電流断続
時に制御偏差角を加算すると非線形補償が行える
ことについて説明する。
時に制御偏差角を加算すると非線形補償が行える
ことについて説明する。
電流連続時におけるサイリスタ変換器３に印加
される交流電圧（電源変圧器１の２次電圧）E2、
直流出力電圧Edおよび点弧制御角αとの関係は
次式のように近似できる。
される交流電圧（電源変圧器１の２次電圧）E2、
直流出力電圧Edおよび点弧制御角αとの関係は
次式のように近似できる。
Vd≒３√２／πE2cosα ……(1)
また、位相制御回路９に入力される位相制御信
号VRと直流電圧Vdの関係は、 Vd≒３√２／πE2cosVR ……(2) となり、非線形なものとなる。
号VRと直流電圧Vdの関係は、 Vd≒３√２／πE2cosVR ……(2) となり、非線形なものとなる。
これを線形化するため位相制御回路９の移相特
性をα＝cos-1VRとしている。つまり、(2)式は Vd≒３√２／πE2cos（cos-1VR） ≒３√２／πE2VR ……(3) となる。
性をα＝cos-1VRとしている。つまり、(2)式は Vd≒３√２／πE2cos（cos-1VR） ≒３√２／πE2VR ……(3) となる。
このように、位相制御信号VRと直流電圧Vdの
関係を線形化しても、サイリスタ変換器３の変換
特性は非線形となる。
関係を線形化しても、サイリスタ変換器３の変換
特性は非線形となる。
このことを３相のサイリスタ変換器について第
５図、第６図を用いて説明する。
５図、第６図を用いて説明する。
いま、第５図ａに示すように、点弧制御角がα1
で電動機電流Iaがθ1だけ通流し断続しているとす
る。この状態においてサイリスタ変換器の直流電
圧（瞬時電圧）V0は無電流期間（π／３−θ1）にお いて直流電動機４の誘起電圧VMとなる。そのた
め、平均電圧Vdはハツチングした分だけ大きく
なり点線のようになる。
で電動機電流Iaがθ1だけ通流し断続しているとす
る。この状態においてサイリスタ変換器の直流電
圧（瞬時電圧）V0は無電流期間（π／３−θ1）にお いて直流電動機４の誘起電圧VMとなる。そのた
め、平均電圧Vdはハツチングした分だけ大きく
なり点線のようになる。
一方、電流連続時に電流断続時の平均電圧Vd
と同一の平均電圧を発生させるには第５図ｂに示
す如く制御角がα2となる。同図より明らかなよう
に、制御角α2は電流断続時の制御角α1より小さく
なつている。このことは（α1−α2）を偏差角θと
すると、電流断続時には制御角が実際の制御角よ
り小さい値で制御されていることを示している。
と同一の平均電圧を発生させるには第５図ｂに示
す如く制御角がα2となる。同図より明らかなよう
に、制御角α2は電流断続時の制御角α1より小さく
なつている。このことは（α1−α2）を偏差角θと
すると、電流断続時には制御角が実際の制御角よ
り小さい値で制御されていることを示している。
したがつて、(3)式の線形の関係で制御しても、
直流電圧Vdと位相制御信号VRの関係は非線形に
なる。
直流電圧Vdと位相制御信号VRの関係は非線形に
なる。
一方、位相制御信号VRと直流電流（平均値）Ia
の関係についてみると、直流電流Idは次式のよう
に表わせる。
の関係についてみると、直流電流Idは次式のよう
に表わせる。
Ia＝Vd−VM／Ｒ ……(4)
Ｒ：電動機の等価抵抗
この(4)式に(3)式を代入し信号VRと直流電流Iaの
関係を求めると次式のようになる。
関係を求めると次式のようになる。
Ia＝３√２／πE2／ＲVR−VM／Ｒ ……(5)
(5)式から明らかなように、電流連続時には信号
VRと電流の関係は線形になるが、電流断続時に
は上述したように無電流期間に平均電圧Vdが誘
起電圧VMとなるため、換言すると、電源変圧器
１と直流電動機４の間がサイリスタ変換器３によ
り切り離された状態になるため直流電流Iaは小さ
くなる。したがつて、電流断続時には信号VRと
電流Iaの関係は非線形となる。この関係を示した
のが第６図であり、電流連続領域は直線となり、
断続領域では曲線となる特性(a)、(b)、(c)となる。
特性(a)、(b)、(c)のようになるのは誘起電圧VMの
大きさによつて変化する。これは、第７図のよう
に誘起電圧VMが大きいと平均電圧Vdを大きくす
るため制御角αを小さくし、誘起電圧VMが小さ
いときには制御角を大きくすることになる。この
際の瞬時電圧v0は第７図のようになるが、同図ａ
に示すように制御角α3と小さい場合の瞬時電圧v0
のリツプルに対し、同図ｂに示すように制御角α4
（α4＞α3）と大きいときの瞬時電圧v0のリツプル
が大きくなる。このため、誘起電圧VMが小さく
なるとπ／３期間だけ電流が流れ続けるための平均 電流Iaは大きくなるためである。
VRと電流の関係は線形になるが、電流断続時に
は上述したように無電流期間に平均電圧Vdが誘
起電圧VMとなるため、換言すると、電源変圧器
１と直流電動機４の間がサイリスタ変換器３によ
り切り離された状態になるため直流電流Iaは小さ
くなる。したがつて、電流断続時には信号VRと
電流Iaの関係は非線形となる。この関係を示した
のが第６図であり、電流連続領域は直線となり、
断続領域では曲線となる特性(a)、(b)、(c)となる。
特性(a)、(b)、(c)のようになるのは誘起電圧VMの
大きさによつて変化する。これは、第７図のよう
に誘起電圧VMが大きいと平均電圧Vdを大きくす
るため制御角αを小さくし、誘起電圧VMが小さ
いときには制御角を大きくすることになる。この
際の瞬時電圧v0は第７図のようになるが、同図ａ
に示すように制御角α3と小さい場合の瞬時電圧v0
のリツプルに対し、同図ｂに示すように制御角α4
（α4＞α3）と大きいときの瞬時電圧v0のリツプル
が大きくなる。このため、誘起電圧VMが小さく
なるとπ／３期間だけ電流が流れ続けるための平均 電流Iaは大きくなるためである。
以上、第６図に示すように、位相制御指令VR
から電流Iaへのゲインが、電流が断続すると急激
に小さくなる。
から電流Iaへのゲインが、電流が断続すると急激
に小さくなる。
ところで、第５図に示すように、電流断続時に
直流平均電圧を発生する制御角α1と電流連続時に
同一の直流平均電圧Vd2を発生する制御角α2の間
にはα2＝α1−θとなる関係がある。
直流平均電圧を発生する制御角α1と電流連続時に
同一の直流平均電圧Vd2を発生する制御角α2の間
にはα2＝α1−θとなる関係がある。
偏差角θは次式のようになる。
θ＝−π／３−δ1 ……(6)
ただし、＝tan-1Ｌ／Ｒ
また、(6)式のδは通流角で、次式により定まる
値である。ただし、θが正のときのみ有効であ
り、θが負のときは零である。
値である。ただし、θが正のときのみ有効であ
り、θが負のときは零である。
(7)式において、E2、Ｒ、ω、Ｌは一定であり、
結局偏差角θは電流Iaと制御角αにより異なり、
第８図に示す特性となる。
結局偏差角θは電流Iaと制御角αにより異なり、
第８図に示す特性となる。
すなわち、直流平均電圧Vdは次式のようにな
る。
る。
Vd≒３√２／πE2cos（α−θ） ……(8)
したがつて、電流が断続している場合には制御
角αに電流Iaおよび制御角αに応じた偏差角θを
加算したものを実際の制御角α′とすれば平均電圧
は Vd≒３√２／πE2cos（α′−θ） ＝３√２／πE2cos（α＋θ−θ） ＝３√２／πE2cosα ……(9) となり、位相指令信号VRと平均電圧Vdの関係は
(2)式と同じになる。すなわち、電流断続時のゲイ
ン特性は連続時と同じにすることができる。
角αに電流Iaおよび制御角αに応じた偏差角θを
加算したものを実際の制御角α′とすれば平均電圧
は Vd≒３√２／πE2cos（α′−θ） ＝３√２／πE2cos（α＋θ−θ） ＝３√２／πE2cosα ……(9) となり、位相指令信号VRと平均電圧Vdの関係は
(2)式と同じになる。すなわち、電流断続時のゲイ
ン特性は連続時と同じにすることができる。
以上の説明により電流断続時に制御偏差角θを
加算することによつて非線形補償できることが明
らかであろう。
加算することによつて非線形補償できることが明
らかであろう。
さて、第２図に戻りその動作を説明する。
境界値通過検出器３０は平常運転時にはスイツ
チ２１をオンする。この状態にあるとき、関数発
生器１４は次のようにして設定される。
チ２１をオンする。この状態にあるとき、関数発
生器１４は次のようにして設定される。
第８図において各制御角αにおいて偏差角θが
零となる電流値kIaの値Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄと任意偏
差角θ′における電流値kIaの値A′、B′、C′、D′の
間にはＤ／Ａ＝D′／A′、Ｄ／Ｂ＝D′／B′、Ｄ／
Ｃ＝D′／C′の関係がある。したがつて、制御角が
異なる場合は制御角αに応じた係数、つまりＤ／
Ａ、Ｄ／Ｂ、Ｄ／Ｃの係数を電流値kIaに掛ける
ことによりα＝90°の特性にあらゆる制御角にお
ける特性を一致させることができる。すなわち、
第４図のように第８図に示すα＝90°の特性と同
じで、横軸を制御角αに対する係数k1を掛けた電
流値k1kIaとした関数により任意の制御角での偏
差角θを求めることができる。
零となる電流値kIaの値Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄと任意偏
差角θ′における電流値kIaの値A′、B′、C′、D′の
間にはＤ／Ａ＝D′／A′、Ｄ／Ｂ＝D′／B′、Ｄ／
Ｃ＝D′／C′の関係がある。したがつて、制御角が
異なる場合は制御角αに応じた係数、つまりＤ／
Ａ、Ｄ／Ｂ、Ｄ／Ｃの係数を電流値kIaに掛ける
ことによりα＝90°の特性にあらゆる制御角にお
ける特性を一致させることができる。すなわち、
第４図のように第８図に示すα＝90°の特性と同
じで、横軸を制御角αに対する係数k1を掛けた電
流値k1kIaとした関数により任意の制御角での偏
差角θを求めることができる。
さて、いまα＝40°以下で断続する電流値kIa＝
0.06で運転していたとき、α＝30°、45°の場合を
考える。α＝30°のときは第３図に示すようにk1
＝２となるので、k1kIa＝0.06×２＝0.12となり偏
差角θは零となる。一方、α＝45°のときにはk1
＝1.42であり、k1kIa＝0.085となる。したがつて、
第４図に示すように、θ＝0.6となり、α′＝45.6°
となる。
0.06で運転していたとき、α＝30°、45°の場合を
考える。α＝30°のときは第３図に示すようにk1
＝２となるので、k1kIa＝0.06×２＝0.12となり偏
差角θは零となる。一方、α＝45°のときにはk1
＝1.42であり、k1kIa＝0.085となる。したがつて、
第４図に示すように、θ＝0.6となり、α′＝45.6°
となる。
また、制御角が30°以下で断続する電流値kIa＝
0.045で運転していたとすると、α＝30°のときは
k1＝２で、k1kIa＝0.045×２＝0.09となる。この
場合にも、偏差角θは零となる。α＝45°のとき
はk1＝1.42なのでk1kIa＝0.0639となりθ＝3.3°と
なる。したがつて、加算器１５から得られる補正
後の制御角α′はα＝30°のときはα′＝α＝30°とな
り、α＝45°のときはθ＝3.3°でありα′＝48.3°と
な
る。
0.045で運転していたとすると、α＝30°のときは
k1＝２で、k1kIa＝0.045×２＝0.09となる。この
場合にも、偏差角θは零となる。α＝45°のとき
はk1＝1.42なのでk1kIa＝0.0639となりθ＝3.3°と
なる。したがつて、加算器１５から得られる補正
後の制御角α′はα＝30°のときはα′＝α＝30°とな
り、α＝45°のときはθ＝3.3°でありα′＝48.3°と
な
る。
このように設定制御角αおよび電流に対する偏
差角θを算出して補正後の制御角α′をα′＝α＋θ
とすることにより、断続時に発生する偏差角θを
予め加算して第５図ａのハツチング部分の電圧の
平均値分だけ電圧をさげようとするため断続時に
発生する電圧上昇分と打消されて設定制御角αに
応じた平均電圧となる。すなわち、断続時におい
ても同じ特性となるため、応答の劣化をなくすこ
とができる。
差角θを算出して補正後の制御角α′をα′＝α＋θ
とすることにより、断続時に発生する偏差角θを
予め加算して第５図ａのハツチング部分の電圧の
平均値分だけ電圧をさげようとするため断続時に
発生する電圧上昇分と打消されて設定制御角αに
応じた平均電圧となる。すなわち、断続時におい
ても同じ特性となるため、応答の劣化をなくすこ
とができる。
次に、試運転あるいは定期検査の際に主回路定
数ｋの設定について第８図を参照して説明する。
数ｋの設定について第８図を参照して説明する。
設定の際には直流電動機を実駆動し、かつスイ
ツチ２１をオフにする。
ツチ２１をオフにする。
スイツチ２１がオフするので偏差角θが設定制
御角αに加算されない。また切換スイツチ２２は
ａ側にオンしており、関数発生器（補正角演算
器）１４の補正角θが零となる時の第４図に示す
如きｋ・k1Iaの値Ａが掛算器１３から出力されて
いる。この値Ａは一般にリアクタンス降下比率値
と呼ばれているもので、サイリスタ変換器３固有
のものである。リアクタンス降下比率値Ａは電源
電圧E2、インダクタンスＬ（電源および電動機）
による主回路定数および制御角αが90°のときに
連続から断続に切換る負荷電流の積で求められる
一定値である。換言すると、値Ａはサイリスタ変
換器３の電圧電流特性より決まる電流断続限界の
電圧に対するインダクタンス降下値である。さ
て、この状態において、電流が連続状態となるま
で、すなわち、第９図Ｂのように断続状態から連
続状態になるまで電流を流す運転をする。このと
き、電流の断続か連続かを検出するため、第９図
Ａの点弧タイミング信号が発生した点の第９図Ｂ
に示す瞬時電流を瞬時電流検出器２７により検出
する。検出値は第９図Ｃのようになる。この検出
信号より、電流零検出器２８で検出値がI0（零に
非常に近い値）以下を検出する。電流零検出器２
８の検出信号は第９図Ｄのようになる。この信号
の立上りを断連検出器２９により第９図Ｅのよう
に検出する。この信号が発生されると断連変化点
通過記憶回路３０はセツトされ、スイツチ２１を
オンし、切換スイツチ２２をｂ側に閉路させる。
一方、断連変化点においては、補正角演算器１４
の入力k1KIaは切換スイツチ２２がａ側にオンし
ているため割算器２５の出力はＡ÷Ａ＝１とな
り、主回路定数ｋが初期値kaと１を掛算器２４で
掛算するため、初期設定値kaとなり、k1′ka・
Ia′となつている。この値k1′ka・Ia′が断連検出器
２９の出力信号により記憶回路２６に記憶され
る。それと共に、切換スイツチ２２がｂ側にオン
されるため、割算器２５の出力はＡ／k1′・ka・Ia′ となり、掛算器２４の出力はＡ／k1′・ka・Ia′×ka ＝Ａ／k1′・Ia′となる。ここで値Ａは補正角θが零 となる値、すなわち、主回路定数ｋが実際回路定
数に一致した値k′と設定された時の値である。し
たがつて、掛算器２４の出力はk1′・k′・Ia′／k1′
・Ia′＝ k′と実際の主回路定数に一致した値に自動的に調
整される。
御角αに加算されない。また切換スイツチ２２は
ａ側にオンしており、関数発生器（補正角演算
器）１４の補正角θが零となる時の第４図に示す
如きｋ・k1Iaの値Ａが掛算器１３から出力されて
いる。この値Ａは一般にリアクタンス降下比率値
と呼ばれているもので、サイリスタ変換器３固有
のものである。リアクタンス降下比率値Ａは電源
電圧E2、インダクタンスＬ（電源および電動機）
による主回路定数および制御角αが90°のときに
連続から断続に切換る負荷電流の積で求められる
一定値である。換言すると、値Ａはサイリスタ変
換器３の電圧電流特性より決まる電流断続限界の
電圧に対するインダクタンス降下値である。さ
て、この状態において、電流が連続状態となるま
で、すなわち、第９図Ｂのように断続状態から連
続状態になるまで電流を流す運転をする。このと
き、電流の断続か連続かを検出するため、第９図
Ａの点弧タイミング信号が発生した点の第９図Ｂ
に示す瞬時電流を瞬時電流検出器２７により検出
する。検出値は第９図Ｃのようになる。この検出
信号より、電流零検出器２８で検出値がI0（零に
非常に近い値）以下を検出する。電流零検出器２
８の検出信号は第９図Ｄのようになる。この信号
の立上りを断連検出器２９により第９図Ｅのよう
に検出する。この信号が発生されると断連変化点
通過記憶回路３０はセツトされ、スイツチ２１を
オンし、切換スイツチ２２をｂ側に閉路させる。
一方、断連変化点においては、補正角演算器１４
の入力k1KIaは切換スイツチ２２がａ側にオンし
ているため割算器２５の出力はＡ÷Ａ＝１とな
り、主回路定数ｋが初期値kaと１を掛算器２４で
掛算するため、初期設定値kaとなり、k1′ka・
Ia′となつている。この値k1′ka・Ia′が断連検出器
２９の出力信号により記憶回路２６に記憶され
る。それと共に、切換スイツチ２２がｂ側にオン
されるため、割算器２５の出力はＡ／k1′・ka・Ia′ となり、掛算器２４の出力はＡ／k1′・ka・Ia′×ka ＝Ａ／k1′・Ia′となる。ここで値Ａは補正角θが零 となる値、すなわち、主回路定数ｋが実際回路定
数に一致した値k′と設定された時の値である。し
たがつて、掛算器２４の出力はk1′・k′・Ia′／k1′
・Ia′＝ k′と実際の主回路定数に一致した値に自動的に調
整される。
以上のように本発明によれば自動的に主回路定
数が最適値に設定されるため、従来の欠点であつ
た過補償による正帰還領域を発生せず、電動機に
応じた設定をその毎行なう必要もなく、最適な非
線形補償を行なうことができる。
数が最適値に設定されるため、従来の欠点であつ
た過補償による正帰還領域を発生せず、電動機に
応じた設定をその毎行なう必要もなく、最適な非
線形補償を行なうことができる。
第１０図にデイジタル回路で構成したブロツク
図を示す。
図を示す。
４１は電流の平均値Ia、瞬時値ia電源電圧をア
ナログデイジタル変換して検出する電流電圧検出
器、４２は制御角指令αに従つて、位相のパルス
を発生するゲートパルス発生器、４３はPLGの
パルス列信号より速度を検出する速度検出器、４
４は速度制御演算、電流制御演算、制御角補正演
算等自動設定（オートチユーニング）演算等を行
なうプロセツサ、４５はプログラム、データを記
憶するメモリ、４６は速度指令等を上位コントロ
ーラから入力、あるいは実際の電流、速度を上位
コントローラにアンサーバツクするインターフエ
ース回路である。
ナログデイジタル変換して検出する電流電圧検出
器、４２は制御角指令αに従つて、位相のパルス
を発生するゲートパルス発生器、４３はPLGの
パルス列信号より速度を検出する速度検出器、４
４は速度制御演算、電流制御演算、制御角補正演
算等自動設定（オートチユーニング）演算等を行
なうプロセツサ、４５はプログラム、データを記
憶するメモリ、４６は速度指令等を上位コントロ
ーラから入力、あるいは実際の電流、速度を上位
コントローラにアンサーバツクするインターフエ
ース回路である。
第１１図は、本発明の特徴であるオートチユー
ニング付非線形補償演算部分の制御フロー図であ
る。まず電流制御演算により、制御角指令α（ｎ）
を計算し、電流の平均値Ia（ｎ）及び瞬時値ia（ｎ）
を検出する。次に計算結果α（ｎ）より、非線形
補正係数k1（ｎ）を第３図のテーブルにより計算
する。ここでチユーニングモードか否かを判定
し、チユーニングモードの場合、第４図の横軸で
あるk1kIaをあらかじめ設定した主回路定数設定
値kaを用いてk1kIa＝k1（ｎ）・ka・Ia（ｎ）とす
る。ここで電流瞬時値ia（ｎ）があらかじめ設定
した断続電流値以下であるとすると係数ｋはkaと
する。すなわち設計値通りとする。また、出力の
制御角α（ｎ）は電流制御演算で計算して制御角
α（ｎ）とする。次に瞬時電流ia（ｎ）がi0を通過
したとすると、係数ｋをそのときのk1′（ｎ）ka・
Ia′（ｎ）よりｋ＝ka・Ａ／k1′（ｎ）・ka・Ia′（ｎ
）とお く。ここで値Ａは電流断続限界のリアクタンス降
下比率値であるため、ｋは実際の主回路定数に一
致した係数にすることができる。
ニング付非線形補償演算部分の制御フロー図であ
る。まず電流制御演算により、制御角指令α（ｎ）
を計算し、電流の平均値Ia（ｎ）及び瞬時値ia（ｎ）
を検出する。次に計算結果α（ｎ）より、非線形
補正係数k1（ｎ）を第３図のテーブルにより計算
する。ここでチユーニングモードか否かを判定
し、チユーニングモードの場合、第４図の横軸で
あるk1kIaをあらかじめ設定した主回路定数設定
値kaを用いてk1kIa＝k1（ｎ）・ka・Ia（ｎ）とす
る。ここで電流瞬時値ia（ｎ）があらかじめ設定
した断続電流値以下であるとすると係数ｋはkaと
する。すなわち設計値通りとする。また、出力の
制御角α（ｎ）は電流制御演算で計算して制御角
α（ｎ）とする。次に瞬時電流ia（ｎ）がi0を通過
したとすると、係数ｋをそのときのk1′（ｎ）ka・
Ia′（ｎ）よりｋ＝ka・Ａ／k1′（ｎ）・ka・Ia′（ｎ
）とお く。ここで値Ａは電流断続限界のリアクタンス降
下比率値であるため、ｋは実際の主回路定数に一
致した係数にすることができる。
定数ｋが設定されると、次の処理ではチユーニ
ングモードから運転モードにかわり、k1（ｎ）
ｋ・Ia（ｎ）はチユーニングモードで計算したｋ
の値すなわちｋ＝ka・Ａ／k1′（ｎ）ka・Ia′（ｎ）を
用い た値でk1（ｎ）・ｋ・Ia（ｎ）＝k1（ｎ）・
ka・Ａ／k1′（ｎ）・ka・Ia′（ｎ）Ia（ｎ）と計算さ
れる。こ の計算値より、補正角θ（ｎ）を第８図のテーブ
ルより計算し、電流制御演算で計算した制御角α
（ｎ）に加算し、出力する制御角α（ｎ）はα（ｎ）
＝α（ｎ）＋θ（ｎ）とする。このようにすること
により断続領域に入ると自動的に補正がかかり、
最適な補償を行なうことができる。
ングモードから運転モードにかわり、k1（ｎ）
ｋ・Ia（ｎ）はチユーニングモードで計算したｋ
の値すなわちｋ＝ka・Ａ／k1′（ｎ）ka・Ia′（ｎ）を
用い た値でk1（ｎ）・ｋ・Ia（ｎ）＝k1（ｎ）・
ka・Ａ／k1′（ｎ）・ka・Ia′（ｎ）Ia（ｎ）と計算さ
れる。こ の計算値より、補正角θ（ｎ）を第８図のテーブ
ルより計算し、電流制御演算で計算した制御角α
（ｎ）に加算し、出力する制御角α（ｎ）はα（ｎ）
＝α（ｎ）＋θ（ｎ）とする。このようにすること
により断続領域に入ると自動的に補正がかかり、
最適な補償を行なうことができる。
以上説明したように本発明によれば主回路定数
を考慮することなく最適な非線形補償を行うこと
ができる。
を考慮することなく最適な非線形補償を行うこと
ができる。
第１図は静止レオナード装置の一例構成図、第
２図は本発明の一実施例を示す構成図、第３図は
補正係数演算器の特性図、第４図は補正角演算器
の特性図、第５図は電流断続及び連続時の電圧電
流波形図、第６図は位相制御信号と電動機電流の
特性図、第７図は電圧電流波形図、第８図は各制
御角における断続時の電流値に対する偏差角の特
性図、第９図は第２図の動作説明用波形図、第１
０図は本発明の他の実施例を示す構成図、第１１
図は第１０図の動作説明用フロー図である。 １……電源変圧器、２……交流変流器、３……
サイリスタ変換器、４……直流電動機、５……速
度検出器、９……自動パルス移相器、８……電流
制御回路、６……速度制御回路、７……電流検出
器、１０……逆余弦変換器、１１……補正係数演
算器、１２，１３……掛算器、１４……補正角演
算器、１５……加算器、２１……スイツチ、２２
……切換スイツチ、２６……記憶回路、２７……
瞬時電流検出器、２８……電流零検出器、２９…
…断連変化点検出器、３０……変化点通過記憶回
路。
２図は本発明の一実施例を示す構成図、第３図は
補正係数演算器の特性図、第４図は補正角演算器
の特性図、第５図は電流断続及び連続時の電圧電
流波形図、第６図は位相制御信号と電動機電流の
特性図、第７図は電圧電流波形図、第８図は各制
御角における断続時の電流値に対する偏差角の特
性図、第９図は第２図の動作説明用波形図、第１
０図は本発明の他の実施例を示す構成図、第１１
図は第１０図の動作説明用フロー図である。 １……電源変圧器、２……交流変流器、３……
サイリスタ変換器、４……直流電動機、５……速
度検出器、９……自動パルス移相器、８……電流
制御回路、６……速度制御回路、７……電流検出
器、１０……逆余弦変換器、１１……補正係数演
算器、１２，１３……掛算器、１４……補正角演
算器、１５……加算器、２１……スイツチ、２２
……切換スイツチ、２６……記憶回路、２７……
瞬時電流検出器、２８……電流零検出器、２９…
…断連変化点検出器、３０……変化点通過記憶回
路。
Claims (1)
- １ 逆起電力の大きさが変化する負荷に給電する
サイリスタ変換器と、前記負荷電流の電流指令信
号と電流検出信号の偏差に応じた位相制御信号を
出力する電流制御手段と、該位相制御信号に基づ
き設定制御角を求める制御角演算手段と、前記サ
イリスタ変換器が負荷電流の連続時と断続時とで
同一の直流平均電圧を発生するための制御偏差角
を、前記設定制御角と負荷電流とにより求める偏
差角演算手段と、負荷電流が断続状態から連続状
態に切換つたことを検出する電流断連検出手段
と、該電流断連検出手段の電流断連検出時点にお
ける負荷電流値、前記電流断連検出時点における
前記設定制御角の補正係数および主回路定数との
積であつて、前記サイリスタ変換器の電流電圧特
性により決まる電流断続限界の電圧に対するリア
クタクス降下比率値と、前記電流断連検出手段の
電流断連検出時点における負荷電流値および前記
電流断連検出時点における前記設定制御角の補正
係数との積との比によつて主回路定数の設定値を
算出する設定値演算手段とを具備し、前記偏差角
演算手段は前記設定値演算手段で求められた主回
路定数の設定値、設定制御角および負荷電流に基
づき制御偏差角を求め、前記設定制御角に演算で
求めた制御偏差角を加算した値を前記サイリスタ
変換器の点弧制御角とすることを特徴とするサイ
リスタ変換器の制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58059274A JPS59188390A (ja) | 1983-04-06 | 1983-04-06 | サイリスタ変換器の制御装置 |
| DE3412671A DE3412671C2 (de) | 1983-04-06 | 1984-04-04 | Steuereinrichtung für einen Thyristorstromrichter |
| US06/597,029 US4571668A (en) | 1983-04-06 | 1984-04-05 | Apparatus and method for controlling a thyristor converter in response to change in mode of load current |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58059274A JPS59188390A (ja) | 1983-04-06 | 1983-04-06 | サイリスタ変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59188390A JPS59188390A (ja) | 1984-10-25 |
| JPH0337397B2 true JPH0337397B2 (ja) | 1991-06-05 |
Family
ID=13108632
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58059274A Granted JPS59188390A (ja) | 1983-04-06 | 1983-04-06 | サイリスタ変換器の制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4571668A (ja) |
| JP (1) | JPS59188390A (ja) |
| DE (1) | DE3412671C2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101334463B1 (ko) * | 2004-12-16 | 2013-11-29 | 바스프 에스이 | β”-Ａｌ2Ｏ3 구조를 갖는 고체 다결정질 칼륨 이온전도체, 이것의 제조 방법, 및 이러한 칼륨 이온 전도체를사용한 칼륨 금속의 제조 방법 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4879502A (en) * | 1985-01-28 | 1989-11-07 | Hitachi, Ltd. | Speed control apparatus and method for motors |
| US4739234A (en) * | 1986-08-26 | 1988-04-19 | Magnetek, Inc. | DC motor adaptive controller apparatus |
| DE3811046C2 (de) * | 1988-03-31 | 1994-05-26 | Heidelberger Druckmasch Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung des Übersetzungsverhältnisses an einer Druckmaschine |
| US5224201A (en) * | 1988-03-31 | 1993-06-29 | Heidelberger Druckmaschinen Ag | Method and device for measuring rotary speed |
| US5003455A (en) * | 1990-08-14 | 1991-03-26 | Polyspede Electronics Corporation | Circuitry and method for controlling the firing of a thyristor |
| US5289092A (en) * | 1991-08-05 | 1994-02-22 | Harnischfeger Corporation | Apparatus and method for d.c. motor control |
| US5629571A (en) * | 1993-10-08 | 1997-05-13 | Grimes Aerospace Company | Thyristor load detector |
| DE102004031396A1 (de) * | 2004-06-29 | 2006-02-02 | Infineon Technologies Ag | Gleichspannungswandler |
| RU2726642C1 (ru) * | 2019-06-06 | 2020-07-15 | Акционерное общество «ЕВРАЗ Нижнетагильский металлургический комбинат» (АО «ЕВРАЗ НТМК») | Способ вращения якоря двигателя постоянного тока с независимым возбуждением с номинальным напряжением якоря более 600В и мощностью более 3МВт для проточки коллектора |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2338630C3 (de) * | 1973-07-30 | 1984-05-24 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Regeleinrichtung mit lückstromaddaptierter Regelkreisparameteränderung zur Stromregelung einer Stromrichteranordnung |
| SE380945B (sv) * | 1974-04-05 | 1975-11-17 | Asea Ab | Styrbar stromriktare |
| JPS5844205B2 (ja) * | 1977-10-12 | 1983-10-01 | 株式会社日立製作所 | 液体金属中の水素測定方法 |
| JPS6027270B2 (ja) * | 1978-10-06 | 1985-06-28 | 株式会社日立製作所 | サイリスタ変換器の制御装置 |
| JPS58123373A (ja) * | 1982-01-18 | 1983-07-22 | Hitachi Ltd | サイリスタ電源装置 |
| US4507723A (en) * | 1983-01-14 | 1985-03-26 | General Electric Company | Method for adaptive control in a power converter operating in a discontinuous current mode |
| US4490780A (en) * | 1983-02-02 | 1984-12-25 | Allen-Bradley Company | Digital power converter |
-
1983
- 1983-04-06 JP JP58059274A patent/JPS59188390A/ja active Granted
-
1984
- 1984-04-04 DE DE3412671A patent/DE3412671C2/de not_active Expired
- 1984-04-05 US US06/597,029 patent/US4571668A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101334463B1 (ko) * | 2004-12-16 | 2013-11-29 | 바스프 에스이 | β”-Ａｌ2Ｏ3 구조를 갖는 고체 다결정질 칼륨 이온전도체, 이것의 제조 방법, 및 이러한 칼륨 이온 전도체를사용한 칼륨 금속의 제조 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4571668A (en) | 1986-02-18 |
| DE3412671C2 (de) | 1986-06-12 |
| JPS59188390A (ja) | 1984-10-25 |
| DE3412671A1 (de) | 1984-10-18 |
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