JP2683000B2 - パルス幅変調コンバータ制御装置 - Google Patents
パルス幅変調コンバータ制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、パルス幅変調コンバータの制御装置に係
り、特に、電気車の主回路に好適なパルス幅変調コンバ
ータの制御装置に関する。 〔従来の技術〕 近年、交流給電方式の電気車においては、交流入力電
流をほぼ正弦波状に保ち、かつ基本波力率１の状態で制
御できるパルス幅変調コンバータ（以下、PWMコンバー
タと記す）が広く採用されるようになつてきた。 ところで、従来からこのPWMコンバータの制御方式と
して、例えば、特開昭58−99270号公報に見られるよう
に、入力交流電流の大きさと位相を検出し、これによる
帰還制御方式となつていた。 そこで以下、この従来技術について、第３図ないし第
６図により説明すると、まず、第３図は、PWMコンバー
タの主回路の概略構成を示したもので、交流電源１から
給電された交流電圧Esは、リアクトル２を介してコンバ
ータの主回路（以下、単にコンバータという）３に供給
され、これが整流されて直流電源Idが平滑コンデンサ４
に流入し、この結果、直流電圧Edが発生し、電動機など
の負荷５に直流電力が供給されることになる。 ここに、コンバータ３は、トランジスタ、GTOサイリ
スタ等の自己消弧可能なスイツチング素子とダイオード
で構成され、直流電圧Edをパルス幅変調（PWM）制御す
ることにより、その交流入力端子に入力端子電圧Ecが発
生するように動作する。 ところで、リアクトル２にかかるリアクトル電圧E
Lは、電源電圧ESと入力端子電圧Ecの差であり、入力交
流電流Isと直交関係にある。 そこで、第４図（ａ）のごとく入力端子電圧Ecを設定
すると、入力交流電流Isは図示のごとくなり、コンバー
タは順変換運転となり、入力交流電力に等しい直流出力
電力が得られることになるが、このとき、入力端子電圧
Ecの虚軸成分（電源電圧Esとの直交成分）Eciを操作す
ることにより、入力電流Isの有効成分が制御でき、入力
端子電圧Ecの実軸成分（電源電圧Esと同相成分）Ecrを
操作することにより、入力電流Isの無効成分、すなわち
力率が制御できることになるのである。 一方、虚軸成
分Eciを正に、すなわち入力端子電圧Ecを第４図（ｂ）
のごとく設定すると、リアクトル電圧EL及び入力交流電
流Isは図示のようになり、コンバータは逆変換運転とな
る。 ところで、このようなコンバータでは、入力端子電圧
ECの絶対値Ecaに、直流電圧Edやコンバータ３を構成す
るスイツチング素子の最小オン、オフ時間などから定ま
るところの、第５図に一点鎖線で示した様な許容限界が
あり、このため従来装置では、入力端子電圧Ecのベクト
ル軌跡が、出力電力の増大に伴つて図中の破線上をトレ
ースするように制御している。 しかして、この結果、このような従来技術では、入力
端子電圧Ecのベクトル軌跡が第５図中ａからｂの範囲に
ある、出力電力の小さい状態では、基本波力率を1.0に
保つ制御がでるが、それ以上の出力電力状態では、入力
電流Isの無効成分が生じて力率が低下してしまう。しか
して、このときでも所要の電力だけは負荷に供給できる
ようになつていた。 第６図は、従来のPWMコンバータ制御装置の概略構成
を示す図であり、位相検出器（PHD）６は入力交流Isの
位相φを出力し、これを位相目標値φ＊と比較し、位相
調節器（APR）７はその差に応じた出力を発生し、リミ
ッタ（LMT）８に加え、その出力を入力端子電圧Ecの実
軸成分Ecrとする。座標変換器（PCV）９は、上記実軸成
分Ecr及び所要の電力を供給するのに必要な虚軸成分Eci
を極座標系に変換し、入力端子電圧Ecの絶対値Eca及び
電源電圧Esとの位相差θｃを出力する。そして、変換器
（PWM）10は、絶対値Eca及び位相差θｃの値に応じてパ
ルス幅変調制御を行い、ゲートパルスを出力し、コンバ
ータ３（第３図）のスイツチング素子を制御するのであ
る。 〔発明が解決しようとする問題点〕 一般に、位相検出器６は、電源電圧Esと入力交流電流
Isの瞬時値が、それぞれ零となる時刻の時間差を検出
し、これを位相φに読み直している。 しかしながら、入力交流電流Isはコンバータの負荷条
件等で大きく変化し、特に入力交流電流Isの小さい場合
には、その値が零となる時刻を正確に検出するのは困難
である。 上記従来技術は、このような位相検出器を用いたこと
による難点について配慮がされておらず、このため、位
相φに検出誤差が生じ、コンバータの正常な運転が不可
能となる場合を生じるという問題があつた。 また、このため、上記従来技術では、コンバータは基
本波力率1.0で運転する場合、上記位相φと比較される
位相目標値φ＊は、順変換運転時には０゜、逆変換運転
時には180゜に設定する必要があるなど、順変換運転と
逆変換運転とで制御モードを切換える必要があり、制御
装置が複雑になる問題があつた。 本発明の目的は、順変換運転と逆変換運転とを連続
に、かつ入力変換電離Isの小さい場合にも安定した運転
が可能なPWMコンバータの制御装置を提供することにあ
る。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、入力交流電流Isの有効成分（電源電圧Es
と同相な実軸成分）を制御する有効電流調節器と、無効
成分（虚軸成分）を制御する無効電流調節器とを設け、
有効電流調節器の出力で入力端子電圧Ecの虚軸成分Eci
を操作し、無効電流調節器の出力で実軸成分Ecrを操作
することにより達成される。 〔作用〕 無効電流調節器の基準入力を零に設定することによ
り、順又は逆運転にかかわらず基本波力率を1.0に制御
できる。したがつて、従来装置の様に位相φを検出する
必要がなく、入力交流電流Isの小さい場合にも安定した
運転が可能である。 さらに、有効電流調節器の基準入力の極性を反転する
ことにより、順変換と逆変換運転を切換えられ制御装置
の構成が簡単になる。 〔実施例〕 以下、本発明によるPWMコンバータ制御装置につい
て、図示の実施例により詳細に説明する。 第１図は本発明の一実施例で、この図から明らかなよ
うに、この実施例にいても、コンバータ３の交流側に
は、交流電源１からの交流電圧Es及びリアクトル２が接
続され、直流側には平滑コンデンサ４及び負荷５が接続
され、その入力端子電圧Ecを操作することにより、入力
交流電流Isが制御されることは、第３図と同様である。 しかして、この実施例では、第６図の位相検出器６は
用いず、電圧調節器（AVR）11と有効電流調節器（ARC
1）12、電流検出器（ISD）13、無効電流調節器（ACR2）
14、最大入力端子電圧発生器（MECG）15、入力端子電圧
調節器（ECL）16、それにリミツタ（LMT）17を設けたも
のであり、これらにより以下のように制御するようにな
つている。 まず、電圧調節器11は、直流電圧Edを直流電圧目標値
Ed ＊と比較し、その差に応じて有効電流目標値Isr ＊を
出力する。他方、電流検出器13は、入力交流電圧Isを入
力し、有効電流Isr及び無効電流Isiを出力する。そし
て、有効電流調節器12は、これらの有効電流目標値Isr
＊と有効電流Isrの偏差を入力し、これに応じて入力端
子電圧Ecの虚軸成分Eciを出力する。ここで、上記偏差
が正（負）の場合には、虚軸成分Eciは負（正）であ
る。 また、最大入力端子電圧発生器15は、直流電圧Edを入
力し、これにより主回路素子の最小オン・オフ時間等か
ら定まる入力端子電圧許容限界ECMを出力し、これと入
力端子電圧Ecの絶対値Ecaと比較してその変化が入力端
子電圧調節器16に入力されるようにし、これにより入力
端子電圧調節器16は、リミツタ17を介して無効電流目標
値Isi ＊を出力する。そして、無効電流調節器14は、こ
れらの無効電流目標値Isi ＊と無効電流Isiとの差に応じ
て、実軸成分Ecrを出力するのである。 そこで、座標変換器９は、これらの実軸成分Ecr及び
虚軸成分Eciの値を極座標系に変換し、入力端子電圧Ec
の絶対値Eca及び電源電圧Esとの位相差θｃを出力し、P
WM変換器10が、さらにこれらの絶対値Eca及び位相差θ
ｃの値に応じて公知のパルス幅変調制御を行い、ゲート
パルスを出力するのである。 この実施例において、電圧調節器11は、直流電圧目標
値Ed ＊と直流電圧Edとの偏差に応じて、有効電流目標値
Isr ＊を出力し、有効電流調節器12は、有効電流Isrとの
偏差に応じて虚軸成分Eciを出力する。したがつて、直
流電圧Edは、負荷５の電力にかかわらず直流電圧目標値
Ed ＊に等しく制御される。 このことは、回正負荷、すなわち負荷５から平滑コン
デンサ４に電力が供給されている場合にも成立する。す
なわち、負荷５から電力が供給されると、直流電圧Edが
増大し、これが目標値Ed ＊を越えると電圧調節器11の出
力である有効電流目標値Isr ＊は負の値となる。その結
果、有効電流調節器12の出力である虚軸成分Eciは正の
値となり、第４図（ｂ）のベクトル図のごとく逆変換運
転が行なわれ負荷５からの電力が電源電圧Esに供給され
るのである。 従つて、この実施例によれば、回生負荷の場合におい
ても、直流電圧Edが目標値Ed ＊に等しくなるよう制御さ
れる。 一方、通常の制御状態、すなわち入力端子電圧Ecの絶
対値Ecaが、その許容限界ECMより小さい場合には、リミ
ツタ17の出力である無効電流目標値Isi ＊は零である。
したがつて、無効電流調節器14は、実軸成分Ecrを操作
し、無効電流Isiが零になるように、すなわち基本波力
率が1.0になるように制御する。 ところで、この実施例で、出力電力を増加方向に制御
してゆくと、虚軸成分Eciが増大し、絶対値ECaも増大し
てゆく。しかして、これが許容限界ECMを越えようとす
ると、入力端子電圧調節器16の出力が負となり、リミツ
タ17を介して、無効電流目標値Isi ＊も負の値を持つ。
この結果、入力端子電圧Ecの実軸成分Ecrが制限され、
絶対値Ecaが許容限界ECMを越えぬよう制御される。 従つて、この実施例によれば、通常の制御状態では基
本波力率1.0に制御されるとともに、従来装置と同様、
出力電力の大きい場合には、実軸成分Ecrが制限されて
力率が低下するものの、スイツチング素子の最小オン・
オフ時間は確実に保持され、常に安定して負荷５に電力
を供給できる。 第２図は、本発明の他の一実施例を示す図であり、第
１図と同一記号は、同一構成要素を示す。なお、この第
２図においては、主回路部分、すなわち交流電源１、リ
アクトル２、コンバータ３、平滑コンデンサ４、それに
負荷５等は省略してある。 第２図においては、割算器（DIV）18を用い、これに
より入力端子電圧Ecの絶対値Ecaを直流電圧Edで除して
変調率Ｋを求め、これを変調率許容限界KMと比較し、そ
の偏差を変調率調節器（MFL）19を介して、リミツタ17
に加えるようにしたものであり、この点だけが第１図の
実施例と異なるが、その他は第１図の実施例と同様であ
る。 この第２図の実施例では、入力端子電圧Ecの絶対値E
caが増すと、変調率Ｋが大きくなる。そして、これが変
調率許容限界KMを越えようとすると、リミツタ17の出力
である無効電流目標値Isi ＊が負の値となる。 従つて、この実施例によつても、第１図の実施例と同
様、入力端子電圧Ecの実軸成分Ecrが制限され、絶対値E
caが、スイツチング素子の最小オン・オフ時間より定ま
る許容限界ECMを越えぬよう制御されるので、安定した
動作を得ることができる。 〔発明の効果〕 本発明によれば、従来装置のように電源電圧に対する
入力交流電流の位相を検出する必要がないので、入力交
流電流の値が小さいときでも安定して動作し、無効電流
調節器の基準入力を零とすることにより、順又は逆運転
にかかわらず基本波力率を1.0に制御できるので装置の
構成が簡単になるという効果がある。
り、特に、電気車の主回路に好適なパルス幅変調コンバ
ータの制御装置に関する。 〔従来の技術〕 近年、交流給電方式の電気車においては、交流入力電
流をほぼ正弦波状に保ち、かつ基本波力率１の状態で制
御できるパルス幅変調コンバータ（以下、PWMコンバー
タと記す）が広く採用されるようになつてきた。 ところで、従来からこのPWMコンバータの制御方式と
して、例えば、特開昭58−99270号公報に見られるよう
に、入力交流電流の大きさと位相を検出し、これによる
帰還制御方式となつていた。 そこで以下、この従来技術について、第３図ないし第
６図により説明すると、まず、第３図は、PWMコンバー
タの主回路の概略構成を示したもので、交流電源１から
給電された交流電圧Esは、リアクトル２を介してコンバ
ータの主回路（以下、単にコンバータという）３に供給
され、これが整流されて直流電源Idが平滑コンデンサ４
に流入し、この結果、直流電圧Edが発生し、電動機など
の負荷５に直流電力が供給されることになる。 ここに、コンバータ３は、トランジスタ、GTOサイリ
スタ等の自己消弧可能なスイツチング素子とダイオード
で構成され、直流電圧Edをパルス幅変調（PWM）制御す
ることにより、その交流入力端子に入力端子電圧Ecが発
生するように動作する。 ところで、リアクトル２にかかるリアクトル電圧E
Lは、電源電圧ESと入力端子電圧Ecの差であり、入力交
流電流Isと直交関係にある。 そこで、第４図（ａ）のごとく入力端子電圧Ecを設定
すると、入力交流電流Isは図示のごとくなり、コンバー
タは順変換運転となり、入力交流電力に等しい直流出力
電力が得られることになるが、このとき、入力端子電圧
Ecの虚軸成分（電源電圧Esとの直交成分）Eciを操作す
ることにより、入力電流Isの有効成分が制御でき、入力
端子電圧Ecの実軸成分（電源電圧Esと同相成分）Ecrを
操作することにより、入力電流Isの無効成分、すなわち
力率が制御できることになるのである。 一方、虚軸成
分Eciを正に、すなわち入力端子電圧Ecを第４図（ｂ）
のごとく設定すると、リアクトル電圧EL及び入力交流電
流Isは図示のようになり、コンバータは逆変換運転とな
る。 ところで、このようなコンバータでは、入力端子電圧
ECの絶対値Ecaに、直流電圧Edやコンバータ３を構成す
るスイツチング素子の最小オン、オフ時間などから定ま
るところの、第５図に一点鎖線で示した様な許容限界が
あり、このため従来装置では、入力端子電圧Ecのベクト
ル軌跡が、出力電力の増大に伴つて図中の破線上をトレ
ースするように制御している。 しかして、この結果、このような従来技術では、入力
端子電圧Ecのベクトル軌跡が第５図中ａからｂの範囲に
ある、出力電力の小さい状態では、基本波力率を1.0に
保つ制御がでるが、それ以上の出力電力状態では、入力
電流Isの無効成分が生じて力率が低下してしまう。しか
して、このときでも所要の電力だけは負荷に供給できる
ようになつていた。 第６図は、従来のPWMコンバータ制御装置の概略構成
を示す図であり、位相検出器（PHD）６は入力交流Isの
位相φを出力し、これを位相目標値φ＊と比較し、位相
調節器（APR）７はその差に応じた出力を発生し、リミ
ッタ（LMT）８に加え、その出力を入力端子電圧Ecの実
軸成分Ecrとする。座標変換器（PCV）９は、上記実軸成
分Ecr及び所要の電力を供給するのに必要な虚軸成分Eci
を極座標系に変換し、入力端子電圧Ecの絶対値Eca及び
電源電圧Esとの位相差θｃを出力する。そして、変換器
（PWM）10は、絶対値Eca及び位相差θｃの値に応じてパ
ルス幅変調制御を行い、ゲートパルスを出力し、コンバ
ータ３（第３図）のスイツチング素子を制御するのであ
る。 〔発明が解決しようとする問題点〕 一般に、位相検出器６は、電源電圧Esと入力交流電流
Isの瞬時値が、それぞれ零となる時刻の時間差を検出
し、これを位相φに読み直している。 しかしながら、入力交流電流Isはコンバータの負荷条
件等で大きく変化し、特に入力交流電流Isの小さい場合
には、その値が零となる時刻を正確に検出するのは困難
である。 上記従来技術は、このような位相検出器を用いたこと
による難点について配慮がされておらず、このため、位
相φに検出誤差が生じ、コンバータの正常な運転が不可
能となる場合を生じるという問題があつた。 また、このため、上記従来技術では、コンバータは基
本波力率1.0で運転する場合、上記位相φと比較される
位相目標値φ＊は、順変換運転時には０゜、逆変換運転
時には180゜に設定する必要があるなど、順変換運転と
逆変換運転とで制御モードを切換える必要があり、制御
装置が複雑になる問題があつた。 本発明の目的は、順変換運転と逆変換運転とを連続
に、かつ入力変換電離Isの小さい場合にも安定した運転
が可能なPWMコンバータの制御装置を提供することにあ
る。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、入力交流電流Isの有効成分（電源電圧Es
と同相な実軸成分）を制御する有効電流調節器と、無効
成分（虚軸成分）を制御する無効電流調節器とを設け、
有効電流調節器の出力で入力端子電圧Ecの虚軸成分Eci
を操作し、無効電流調節器の出力で実軸成分Ecrを操作
することにより達成される。 〔作用〕 無効電流調節器の基準入力を零に設定することによ
り、順又は逆運転にかかわらず基本波力率を1.0に制御
できる。したがつて、従来装置の様に位相φを検出する
必要がなく、入力交流電流Isの小さい場合にも安定した
運転が可能である。 さらに、有効電流調節器の基準入力の極性を反転する
ことにより、順変換と逆変換運転を切換えられ制御装置
の構成が簡単になる。 〔実施例〕 以下、本発明によるPWMコンバータ制御装置につい
て、図示の実施例により詳細に説明する。 第１図は本発明の一実施例で、この図から明らかなよ
うに、この実施例にいても、コンバータ３の交流側に
は、交流電源１からの交流電圧Es及びリアクトル２が接
続され、直流側には平滑コンデンサ４及び負荷５が接続
され、その入力端子電圧Ecを操作することにより、入力
交流電流Isが制御されることは、第３図と同様である。 しかして、この実施例では、第６図の位相検出器６は
用いず、電圧調節器（AVR）11と有効電流調節器（ARC
1）12、電流検出器（ISD）13、無効電流調節器（ACR2）
14、最大入力端子電圧発生器（MECG）15、入力端子電圧
調節器（ECL）16、それにリミツタ（LMT）17を設けたも
のであり、これらにより以下のように制御するようにな
つている。 まず、電圧調節器11は、直流電圧Edを直流電圧目標値
Ed ＊と比較し、その差に応じて有効電流目標値Isr ＊を
出力する。他方、電流検出器13は、入力交流電圧Isを入
力し、有効電流Isr及び無効電流Isiを出力する。そし
て、有効電流調節器12は、これらの有効電流目標値Isr
＊と有効電流Isrの偏差を入力し、これに応じて入力端
子電圧Ecの虚軸成分Eciを出力する。ここで、上記偏差
が正（負）の場合には、虚軸成分Eciは負（正）であ
る。 また、最大入力端子電圧発生器15は、直流電圧Edを入
力し、これにより主回路素子の最小オン・オフ時間等か
ら定まる入力端子電圧許容限界ECMを出力し、これと入
力端子電圧Ecの絶対値Ecaと比較してその変化が入力端
子電圧調節器16に入力されるようにし、これにより入力
端子電圧調節器16は、リミツタ17を介して無効電流目標
値Isi ＊を出力する。そして、無効電流調節器14は、こ
れらの無効電流目標値Isi ＊と無効電流Isiとの差に応じ
て、実軸成分Ecrを出力するのである。 そこで、座標変換器９は、これらの実軸成分Ecr及び
虚軸成分Eciの値を極座標系に変換し、入力端子電圧Ec
の絶対値Eca及び電源電圧Esとの位相差θｃを出力し、P
WM変換器10が、さらにこれらの絶対値Eca及び位相差θ
ｃの値に応じて公知のパルス幅変調制御を行い、ゲート
パルスを出力するのである。 この実施例において、電圧調節器11は、直流電圧目標
値Ed ＊と直流電圧Edとの偏差に応じて、有効電流目標値
Isr ＊を出力し、有効電流調節器12は、有効電流Isrとの
偏差に応じて虚軸成分Eciを出力する。したがつて、直
流電圧Edは、負荷５の電力にかかわらず直流電圧目標値
Ed ＊に等しく制御される。 このことは、回正負荷、すなわち負荷５から平滑コン
デンサ４に電力が供給されている場合にも成立する。す
なわち、負荷５から電力が供給されると、直流電圧Edが
増大し、これが目標値Ed ＊を越えると電圧調節器11の出
力である有効電流目標値Isr ＊は負の値となる。その結
果、有効電流調節器12の出力である虚軸成分Eciは正の
値となり、第４図（ｂ）のベクトル図のごとく逆変換運
転が行なわれ負荷５からの電力が電源電圧Esに供給され
るのである。 従つて、この実施例によれば、回生負荷の場合におい
ても、直流電圧Edが目標値Ed ＊に等しくなるよう制御さ
れる。 一方、通常の制御状態、すなわち入力端子電圧Ecの絶
対値Ecaが、その許容限界ECMより小さい場合には、リミ
ツタ17の出力である無効電流目標値Isi ＊は零である。
したがつて、無効電流調節器14は、実軸成分Ecrを操作
し、無効電流Isiが零になるように、すなわち基本波力
率が1.0になるように制御する。 ところで、この実施例で、出力電力を増加方向に制御
してゆくと、虚軸成分Eciが増大し、絶対値ECaも増大し
てゆく。しかして、これが許容限界ECMを越えようとす
ると、入力端子電圧調節器16の出力が負となり、リミツ
タ17を介して、無効電流目標値Isi ＊も負の値を持つ。
この結果、入力端子電圧Ecの実軸成分Ecrが制限され、
絶対値Ecaが許容限界ECMを越えぬよう制御される。 従つて、この実施例によれば、通常の制御状態では基
本波力率1.0に制御されるとともに、従来装置と同様、
出力電力の大きい場合には、実軸成分Ecrが制限されて
力率が低下するものの、スイツチング素子の最小オン・
オフ時間は確実に保持され、常に安定して負荷５に電力
を供給できる。 第２図は、本発明の他の一実施例を示す図であり、第
１図と同一記号は、同一構成要素を示す。なお、この第
２図においては、主回路部分、すなわち交流電源１、リ
アクトル２、コンバータ３、平滑コンデンサ４、それに
負荷５等は省略してある。 第２図においては、割算器（DIV）18を用い、これに
より入力端子電圧Ecの絶対値Ecaを直流電圧Edで除して
変調率Ｋを求め、これを変調率許容限界KMと比較し、そ
の偏差を変調率調節器（MFL）19を介して、リミツタ17
に加えるようにしたものであり、この点だけが第１図の
実施例と異なるが、その他は第１図の実施例と同様であ
る。 この第２図の実施例では、入力端子電圧Ecの絶対値E
caが増すと、変調率Ｋが大きくなる。そして、これが変
調率許容限界KMを越えようとすると、リミツタ17の出力
である無効電流目標値Isi ＊が負の値となる。 従つて、この実施例によつても、第１図の実施例と同
様、入力端子電圧Ecの実軸成分Ecrが制限され、絶対値E
caが、スイツチング素子の最小オン・オフ時間より定ま
る許容限界ECMを越えぬよう制御されるので、安定した
動作を得ることができる。 〔発明の効果〕 本発明によれば、従来装置のように電源電圧に対する
入力交流電流の位相を検出する必要がないので、入力交
流電流の値が小さいときでも安定して動作し、無効電流
調節器の基準入力を零とすることにより、順又は逆運転
にかかわらず基本波力率を1.0に制御できるので装置の
構成が簡単になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるPWMコンバータ制御装置の一実施
例を示すブロツク図、第２図は同じく他の一実施例を示
すブロツク図、第３図はPWMコンバータの主回路部分の
一般的構成を示す説明図、第４図及び第５図はそれぞれ
動作説明用のベクトル図、第６図は従来例のブロツク図
である。 １……交流電源、２……リアクトル、３……コンバー
タ、４……平滑コンデンサ、５……負荷、９……座標変
換器、10……PWM変調器、11……電圧調節器、12……有
効電流調節器、13……電流検出器、14……無効電流調節
器、15……最大入力電圧発生器、16……入力端子電圧調
節器、17……リミツタ、Es……交流電源電圧、Isr……
有効電流、Isi……無効電流、Isi ＊……無効電流目標
値、ECM……入力端子電圧許容限界、Eca……絶対値、KM
……変調率許容限界、Ｋ……変調率。
例を示すブロツク図、第２図は同じく他の一実施例を示
すブロツク図、第３図はPWMコンバータの主回路部分の
一般的構成を示す説明図、第４図及び第５図はそれぞれ
動作説明用のベクトル図、第６図は従来例のブロツク図
である。 １……交流電源、２……リアクトル、３……コンバー
タ、４……平滑コンデンサ、５……負荷、９……座標変
換器、10……PWM変調器、11……電圧調節器、12……有
効電流調節器、13……電流検出器、14……無効電流調節
器、15……最大入力電圧発生器、16……入力端子電圧調
節器、17……リミツタ、Es……交流電源電圧、Isr……
有効電流、Isi……無効電流、Isi ＊……無効電流目標
値、ECM……入力端子電圧許容限界、Eca……絶対値、KM
……変調率許容限界、Ｋ……変調率。
─────────────────────────────────────────────────────
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(72)発明者 三宅 瓦
茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日
立製作所水戸工場内
(56)参考文献 特開 昭62−210866（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−230357（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−95969（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−79478（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．リアクトルを介して交流電源に接続された電圧形コ
ンバータと、 上記コンバータの入力交流電流のうちの上記交流電源の
電圧と同相の電流成分と、該コンバータに与えられてい
る同相電流目標指令値との偏差に応じて、上記コンバー
タの入力交流端子電圧のうちの交流電源電圧と直交する
電圧成分を設定する同相入力電流調節器と、 上記コンバータの入力交流電流のうちの上記交流電源の
電圧と直交する電流成分と、該コンバータに与えられて
いる直交電流目標指令値との偏差に応じて、上記コンバ
ータの入力交流端子電圧のうちの交流電源電圧と同相の
電圧成分を設定する直交入力電流調整器とを備え、 これら同相入力電流調節器と直交入力電流調節器の出力
に応じて上記コンバータのスイッチング素子に対するゲ
ートパルスを作成する方式のパルス幅変調コンバータ制
御装置において、 上記スイッチング素子の最小オン・オフ時間に関連する
制御変数を演算する検出手段と、 この制御変数に応じて上記直交電流目標指令値を変化さ
せる制御手段とを設け、 上記制御変数が予め定められている所定の制限値に達す
るまでは、上記コンバータの交流電源電圧と直交する交
流入力電流成分が零にされ、 上記制御変数が上記制限値以上にあるときは、上記交流
電源の電圧に対して90度の位相遅れで直交する交流入力
電圧成分が生じるように構成されていることを特徴とす
るパルス幅変調コンバータ制御装置。 ２．特許請求の範囲第１項において、 上記検出手段は、 上記コンバータの入力交流端子電圧に基いて上記制御変
数を演算するように構成されていることを特徴とするパ
ルス幅変調コンバータ制御装置。 ３．特許請求の範囲第１項において、 上記検出手段は、 上記コンバータの入力交流端子電圧を、このコンバータ
の直流出力電圧で除した値に基いて上記制御変数を演算
するように構成されていることを特徴とするパルス幅変
調コンバータ制御装置。 ４．特許請求の範囲第１項において、 上記検出手段は、 上記ゲートパルスの幅に基いて上記制御変数を演算する
ように構成されていることを特徴とするパルス幅変調コ
ンバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31407787A JP2683000B2 (ja) | 1987-12-14 | 1987-12-14 | パルス幅変調コンバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31407787A JP2683000B2 (ja) | 1987-12-14 | 1987-12-14 | パルス幅変調コンバータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01157277A JPH01157277A (ja) | 1989-06-20 |
| JP2683000B2 true JP2683000B2 (ja) | 1997-11-26 |
Family
ID=18048950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31407787A Expired - Fee Related JP2683000B2 (ja) | 1987-12-14 | 1987-12-14 | パルス幅変調コンバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2683000B2 (ja) |
-
1987
- 1987-12-14 JP JP31407787A patent/JP2683000B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01157277A (ja) | 1989-06-20 |
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|---|---|---|---|
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