JPH0687664B2 - 循環電流制御型サイクロコンバ−タの制御装置 - Google Patents
循環電流制御型サイクロコンバ−タの制御装置Info
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- JPH0687664B2 JPH0687664B2 JP15503687A JP15503687A JPH0687664B2 JP H0687664 B2 JPH0687664 B2 JP H0687664B2 JP 15503687 A JP15503687 A JP 15503687A JP 15503687 A JP15503687 A JP 15503687A JP H0687664 B2 JPH0687664 B2 JP H0687664B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、負荷電流が負荷電流指令に一致するように電
流制御回路を介して電流制御する循環電流制御型サイク
ロコンバータの制御装置に関する。
流制御回路を介して電流制御する循環電流制御型サイク
ロコンバータの制御装置に関する。
（従来の技術） サイクロコンバータは、一定周波数の交流電力を他の周
波数の交流電力に直接変換する電力変換装置であって、
例えば50Hzまたは60Hzの商用周波数交流電力を他の周波
数の交流電力へと周波数変換する周波数変換器として、
さらには交流可変速電動機の駆動のための可変周波数・
可変電圧交流電源などとして用いられている。サイクロ
コンバータは交流電源の電圧を利用してサイリスタ等の
制御整流素子の転流を行わせるため、信頼性が高く、大
容量化が容易である等の利点を持っている。その反面、
サイクロコンバータは電源から多くの無効電力をとり、
しかもその無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変
動するという特性がある。このため、電源系統設備の容
量を増大させたり、電源電圧の変動を招いて同一系統に
接続されている電気機器に種々の悪影響を及ぼしたりす
る等の問題があった。
波数の交流電力に直接変換する電力変換装置であって、
例えば50Hzまたは60Hzの商用周波数交流電力を他の周波
数の交流電力へと周波数変換する周波数変換器として、
さらには交流可変速電動機の駆動のための可変周波数・
可変電圧交流電源などとして用いられている。サイクロ
コンバータは交流電源の電圧を利用してサイリスタ等の
制御整流素子の転流を行わせるため、信頼性が高く、大
容量化が容易である等の利点を持っている。その反面、
サイクロコンバータは電源から多くの無効電力をとり、
しかもその無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変
動するという特性がある。このため、電源系統設備の容
量を増大させたり、電源電圧の変動を招いて同一系統に
接続されている電気機器に種々の悪影響を及ぼしたりす
る等の問題があった。
このような問題点を解決するため、無効電力補償型サイ
クロコンバータ装置が提案されている。この装置は、負
荷の関係なく正側コンバータと負側コンバータとの間に
循環するサイクロコンバータの循環電流を積極的に利用
するもので、サイクロコンバータの受電端に接続された
進相コンデンサの進み無効電力とサイクロコンバータの
とる遅れ無効電力とがちょうど等しくなるようにサイク
ロコンバータの循環電流を制御することにより、受電端
の基本波力率を常に１に保持し、電源系統への悪影響を
無くすことができるようにしたものである。
クロコンバータ装置が提案されている。この装置は、負
荷の関係なく正側コンバータと負側コンバータとの間に
循環するサイクロコンバータの循環電流を積極的に利用
するもので、サイクロコンバータの受電端に接続された
進相コンデンサの進み無効電力とサイクロコンバータの
とる遅れ無効電力とがちょうど等しくなるようにサイク
ロコンバータの循環電流を制御することにより、受電端
の基本波力率を常に１に保持し、電源系統への悪影響を
無くすことができるようにしたものである。
その場合、進相コンデンサの進み無効電流成分Icとサイ
クロコンバータの遅れ無効電流Irは次式の関係を満足す
る。
クロコンバータの遅れ無効電流Irは次式の関係を満足す
る。
Ic＝Ir ＝Ka（Ih＋Io）・sinαｐ ＋Ka・Io・sinαｎ ＝ka（Ih＋Io）・sinαｐ ＋Ka・Io・sin（180゜−αｐ） ＝Ka（Ih＋２・Io）sinαｐ …（１） ここで、Ih:負荷電流 Io:循環電流 αp:正側点弧制御角 αn:負側点弧制御角 （１）式において負荷電流の大きさ及び点弧制御角αp,
αｎは、刻々と変化するものであり、例えば負荷電流Ih
の大きさが変化した場合の無効電力制御について説明す
れば次の通りである。
αｎは、刻々と変化するものであり、例えば負荷電流Ih
の大きさが変化した場合の無効電力制御について説明す
れば次の通りである。
負荷電流Ihが減少し、サイクロコンバータの遅れ無効電
流Irが減少すると、 Ic＞Ir となり、受電端の無効電力Ｑは進みとなるが、（１）式
を満足するために循環電流Ioは増加する。その結果、遅
れ無効電流Irが大きくなり、最終的には Ir＝Ic となるように循環電流Ioが制御される。
流Irが減少すると、 Ic＞Ir となり、受電端の無効電力Ｑは進みとなるが、（１）式
を満足するために循環電流Ioは増加する。その結果、遅
れ無効電流Irが大きくなり、最終的には Ir＝Ic となるように循環電流Ioが制御される。
逆に負荷電流Ihが増加し、サイクロコンバータの遅れ無
効電流Irが増加すると、 Ic＜Ir となり、受電端の無効電力Ｑは遅れとなるが、上記と同
様に（１）式を満足させるために循環電流Ioが減少す
る。その結果、遅れ無効電流Irが減少し、やはり最終的
には Ir＝Ic となるように循環電流Ioが制御される。
効電流Irが増加すると、 Ic＜Ir となり、受電端の無効電力Ｑは遅れとなるが、上記と同
様に（１）式を満足させるために循環電流Ioが減少す
る。その結果、遅れ無効電流Irが減少し、やはり最終的
には Ir＝Ic となるように循環電流Ioが制御される。
したがって、循環電流Ioは負荷電流Ihによって左右され
るために、上記のように無効電力制御を行うと、循環電
流Ioはその値が小さくなると断続して流れる。その結
果、循環電流Ioの断続期間はサイクロコンバータの出力
電圧が低下するために、負荷電流Ihがその指令値Ih＊に
追従しなくなるという問題が生ずる。
るために、上記のように無効電力制御を行うと、循環電
流Ioはその値が小さくなると断続して流れる。その結
果、循環電流Ioの断続期間はサイクロコンバータの出力
電圧が低下するために、負荷電流Ihがその指令値Ih＊に
追従しなくなるという問題が生ずる。
第３図は従来の循環電流制御型サイクロコンバータとそ
の制御装置を示すものである。ここには正側コンバータ
2Pおよび負側コンバータ2Nからなるサイクロコンバータ
２から限流リアクトル3Rおよび限流リアクトル3Sを介し
て負荷４に交流電力を供給する装置が示されている。正
側コンバータ2Pおよび負側コンバータ2Nには、電力系統
５から電源変圧器６を介して一定周波数の交流電力が供
給される。
の制御装置を示すものである。ここには正側コンバータ
2Pおよび負側コンバータ2Nからなるサイクロコンバータ
２から限流リアクトル3Rおよび限流リアクトル3Sを介し
て負荷４に交流電力を供給する装置が示されている。正
側コンバータ2Pおよび負側コンバータ2Nには、電力系統
５から電源変圧器６を介して一定周波数の交流電力が供
給される。
サイクロコンバータ２は、負荷電流Ihの基準値すなわち
負荷電流指令Ih＊と、正側コンバータ2Pおよび負側コン
バータ2N間を循環する循環電流Ioの基準値すなわち循環
電流指令Io＊とに従って電流制御される。正負両側コン
バータ2P,2Nの各出力電流Ip,Inはそれぞれ電流検出器10
P,電流検出器10Nによって検出され、加算器11によって
負荷電流Ihが Ih＝Ip−In …（２） として求められる。同様に加算器12によって電流Itが It＝Ip＋In …（３） として求められる。
負荷電流指令Ih＊と、正側コンバータ2Pおよび負側コン
バータ2N間を循環する循環電流Ioの基準値すなわち循環
電流指令Io＊とに従って電流制御される。正負両側コン
バータ2P,2Nの各出力電流Ip,Inはそれぞれ電流検出器10
P,電流検出器10Nによって検出され、加算器11によって
負荷電流Ihが Ih＝Ip−In …（２） として求められる。同様に加算器12によって電流Itが It＝Ip＋In …（３） として求められる。
負荷電流指令Ih＊と加算器11によって求められた負荷電
流Ihとの差すなわち負荷電流偏差ΔIhが加算器20によっ
て求められ、これを電流制御回路21に入力して負荷電流
偏差ΔIhをゼロとするような電流制御信号Shを得る。
流Ihとの差すなわち負荷電流偏差ΔIhが加算器20によっ
て求められ、これを電流制御回路21に入力して負荷電流
偏差ΔIhをゼロとするような電流制御信号Shを得る。
一方、加算器11によって得られた負荷電流Ihを絶対値回
路13に通すことにより負荷電流の絶対値を得てこれを加
算器12によって得られた電流Itから加算器14によって減
算し、さらに演算増幅器15により1/2倍して循環電流Io
を得る。すなわち、 Io＝（Ip＋In−|Ih|）/2 …（４） である。循環電流指令Io＊と実際の循環電流Ioとの偏差
すなわち循環電流偏差ΔIoを加算器16によって得、これ
をゼロとするように第２の電流制御回路17によって第２
の電流制御信号Soを得る。
路13に通すことにより負荷電流の絶対値を得てこれを加
算器12によって得られた電流Itから加算器14によって減
算し、さらに演算増幅器15により1/2倍して循環電流Io
を得る。すなわち、 Io＝（Ip＋In−|Ih|）/2 …（４） である。循環電流指令Io＊と実際の循環電流Ioとの偏差
すなわち循環電流偏差ΔIoを加算器16によって得、これ
をゼロとするように第２の電流制御回路17によって第２
の電流制御信号Soを得る。
両電流制御信号ShおよびSoの和の信号を加算器22によっ
て得て正側制御信号Spを形成し、正側位相制御回路25P
を介して正側コンバータ2Pを制御する。同様に電流制御
信号Shを反転増幅器23により反転した信号と電流制御信
号Soとの和の信号を加算器24によって得て負側制御信号
Snを形成し、負側位相制御回路25Nを介して負側コンバ
ータ2Nを制御する。
て得て正側制御信号Spを形成し、正側位相制御回路25P
を介して正側コンバータ2Pを制御する。同様に電流制御
信号Shを反転増幅器23により反転した信号と電流制御信
号Soとの和の信号を加算器24によって得て負側制御信号
Snを形成し、負側位相制御回路25Nを介して負側コンバ
ータ2Nを制御する。
次に第３図の装置の制御動作について説明する。
まず負荷電流制御について述べる。正側コンバータ2Pの
出力電圧Vpおよび負側コンバータ2Nの出力電圧Vnは、Kv
を係数、Vsを電圧最大値としてそれぞれ Vp＝Kv・Vs・cosαｐ …（５） Vn＝Kv・Vs・cosαｎ ＝Kv・Vs・cos（π−αｐ） …（６） であって、この両電圧が負荷端子で平衡した状態で通常
の運転が行われる。負荷電流指令Ih＊を正弦波状に変化
させると、それに応じて負荷電流偏差ΔIhも変化し、負
荷４に正弦波状の負荷電流Ihが流れるように（５），
（６）式のαp,αｎが制御される。この通常の運転で
は、正側コンバータ2Pの出力電圧Vpと負側コンバータ2N
の出力電圧Vnは平衡状態にあるため循環電流Ioはほとん
ど流れない。
出力電圧Vpおよび負側コンバータ2Nの出力電圧Vnは、Kv
を係数、Vsを電圧最大値としてそれぞれ Vp＝Kv・Vs・cosαｐ …（５） Vn＝Kv・Vs・cosαｎ ＝Kv・Vs・cos（π−αｐ） …（６） であって、この両電圧が負荷端子で平衡した状態で通常
の運転が行われる。負荷電流指令Ih＊を正弦波状に変化
させると、それに応じて負荷電流偏差ΔIhも変化し、負
荷４に正弦波状の負荷電流Ihが流れるように（５），
（６）式のαp,αｎが制御される。この通常の運転で
は、正側コンバータ2Pの出力電圧Vpと負側コンバータ2N
の出力電圧Vnは平衡状態にあるため循環電流Ioはほとん
ど流れない。
次に、循環電流制御について述べる。
電流制御回路21から出力される電流制御信号Shに対して
加算器22により電流制御回路17から出力される電流制御
信号Soが加算される結果、正側位相制御回路25Pおよび
負側位相制御回路25Nへ入力される制御信号Sp,Snは，電
流制御回路17,電流制御回路21の増幅率をKw,Kxとしてそ
れぞれ次のようになる。
加算器22により電流制御回路17から出力される電流制御
信号Soが加算される結果、正側位相制御回路25Pおよび
負側位相制御回路25Nへ入力される制御信号Sp,Snは，電
流制御回路17,電流制御回路21の増幅率をKw,Kxとしてそ
れぞれ次のようになる。
Sp＝Kw・ΔIh＋Kx・ΔIo …（７） Sn＝−Kw・ΔIh＋Kx・ΔIo …（８） ここでαｎ＝π−αｐの関係がくずれると、Kx・ΔIoに
比例した分だけ正側コンバータ2Pの出力電圧Vpと負側コ
ンバータ2Nの出力電圧Vnとの間に不平衡を生ずる。その
差電圧により限流リアクトル3Rおよび限流リアクトル3S
を介して循環電流Ioが流れる。この循環電流Ioが循環電
流指令Io＊を基準としてそれより大きいか小さいかによ
り加算器16の出力たる循環電流偏差ΔIoが負または正の
方向に生じ、それを小さくするように上記差電圧を制御
する。このようにして、結果的に循環電流Ioは循環電流
指令Io＊に等しくなるように制御される。
比例した分だけ正側コンバータ2Pの出力電圧Vpと負側コ
ンバータ2Nの出力電圧Vnとの間に不平衡を生ずる。その
差電圧により限流リアクトル3Rおよび限流リアクトル3S
を介して循環電流Ioが流れる。この循環電流Ioが循環電
流指令Io＊を基準としてそれより大きいか小さいかによ
り加算器16の出力たる循環電流偏差ΔIoが負または正の
方向に生じ、それを小さくするように上記差電圧を制御
する。このようにして、結果的に循環電流Ioは循環電流
指令Io＊に等しくなるように制御される。
第４図は循環電流制御型サイクロコンバータの１相分の
等価回路を示すものである。図において、Vpは正側コン
バータ2Pの出力電力、Vnは負側コンバータ2Nの出力電
圧、Ipは正側コンバータ2Pの出力電流、Inは負側コンバ
ータ2Nの出力電流、Ihは負荷４に流れる負荷電流、Vhは
負荷端子電圧、Rhは負荷４の抵抗、Lhは負荷４のインダ
クタンス、Rrは限流リアクトル3R,3Sの抵抗、Lrは限流
リアクトル3R,3Sの自己インダクタンス、Ｍは限流リア
クトル3R,3Sの相互インダクタンスを表している。電圧
および電流を図示した方向にとると、微分演算子をｐと
して、電圧に関し次の式が成立する。
等価回路を示すものである。図において、Vpは正側コン
バータ2Pの出力電力、Vnは負側コンバータ2Nの出力電
圧、Ipは正側コンバータ2Pの出力電流、Inは負側コンバ
ータ2Nの出力電流、Ihは負荷４に流れる負荷電流、Vhは
負荷端子電圧、Rhは負荷４の抵抗、Lhは負荷４のインダ
クタンス、Rrは限流リアクトル3R,3Sの抵抗、Lrは限流
リアクトル3R,3Sの自己インダクタンス、Ｍは限流リア
クトル3R,3Sの相互インダクタンスを表している。電圧
および電流を図示した方向にとると、微分演算子をｐと
して、電圧に関し次の式が成立する。
Vp＝（Rr＋Lr・ｐ）Ip＋Ｍ・ｐ・In＋Vh …（９） Vn＝−Ｍ・ｐ・Ip＋Vh−（Rr＋Lr・ｐ）In …（10） Vd＝（Rh＋Lh・ｐ）Ih …（11） また、循環電流をIoとすると、電流に関して次の式が成
立する。
立する。
Ip−In＝Ih …（12） Ip＋In＝２・Io＋|Ih| …（13） ここで、（９）式＋（10）式、（９）式−（10）式を求
め、それに（12），（13）式の関係を考慮すると次の式
が得られる。
め、それに（12），（13）式の関係を考慮すると次の式
が得られる。
Vp＋Vn＝｛Rr＋（Lr−Ｍ）ｐ｝Ih＋２・Vh …（14） Vp−Vn＝｛Rr＋（Lr＋Ｍ）ｐ｝×（２・Io・|Ih|） …
（15） （14）式および（15）式はそれぞれ負荷電流制御系と循
環電流制御系の電圧方程式を表している。
（15） （14）式および（15）式はそれぞれ負荷電流制御系と循
環電流制御系の電圧方程式を表している。
（14）式から負荷端子電圧Vhaを求めると、（16）式が
得られる。
得られる。
Vha＝（Vp＋Vn）/2 −（Rr/2）Ih −｛（Lr−Ｍ）p/2｝Ih …（16） 循環電流制御型サイクロコンバータでは、限流リアクト
ル3R,3Sの自己インダクタンスLrと相互インダクタンス
Ｍが等しい値となるために（16）式の右辺第３項がゼロ
になる。したがって、負荷端子電圧Vhは（17）式のよう
になる。
ル3R,3Sの自己インダクタンスLrと相互インダクタンス
Ｍが等しい値となるために（16）式の右辺第３項がゼロ
になる。したがって、負荷端子電圧Vhは（17）式のよう
になる。
Vha＝（Vp＋Vn）/2−（Rr/2）Ih …（17） ここで、正側コンバータ2Pの出力電圧Vpと負側コンバー
タ2Nの出力電圧Vnの平均電圧は等しい。
タ2Nの出力電圧Vnの平均電圧は等しい。
（発明が解決しようとする問題点） 以上述べたような制御態様で運転される循環電流制御型
サイクロコンバータには次のような問題点がある。
サイクロコンバータには次のような問題点がある。
循環電流Ioが中断し、例えば正側コンバータ2Pのみが負
荷電流Ihを供給すると、負荷端子電圧Vhbは（16）式か
ら次にようになる。
荷電流Ihを供給すると、負荷端子電圧Vhbは（16）式か
ら次にようになる。
Vhb＝Vp−（Rr＋Lr・ｐ）Ih …（18） この（18）式が成立する場合、正側コンバータ2Pは単な
る制御整流器として動作し、単なる制御整流器の電圧方
程式となる。（17）式と（18）式とを比較すると、右辺
第２項の差の分だけ（18）式は中断時に負荷端子電圧Vh
が下がり、その結果、負荷電流制御ゲインが下がって負
荷電流Ihがその指令値Ih＊に追従しなくなる。
る制御整流器として動作し、単なる制御整流器の電圧方
程式となる。（17）式と（18）式とを比較すると、右辺
第２項の差の分だけ（18）式は中断時に負荷端子電圧Vh
が下がり、その結果、負荷電流制御ゲインが下がって負
荷電流Ihがその指令値Ih＊に追従しなくなる。
この差電圧ΔVh＝Vhb−Vhaは、限流リアクトルの抵抗Rr
が十分小さいものとすれば、（19）式のようになる。
が十分小さいものとすれば、（19）式のようになる。
ΔVh＝Lr・ｐ・Ih …（19） 本発明は以上の事情を考慮してなされたもので、循環電
流の断続領域においても負荷電流をその指令値に追従す
るように制御し得る循環電流制御型サイクロコンバータ
の制御装置を提供することを目的とするものである。
流の断続領域においても負荷電流をその指令値に追従す
るように制御し得る循環電流制御型サイクロコンバータ
の制御装置を提供することを目的とするものである。
（問題点を解決するための手段） 本発明による循環電流制御型サイクロコンバータの制御
装置は、循環電流が中断した場合、その中断期間を検出
し、負荷電流を入力とする微分演算回路の出力をその中
断期間のみ、負荷電流制御部で得られる出力制御信号に
加算して与え、負荷電流がその指令値に追従するように
したものである。
装置は、循環電流が中断した場合、その中断期間を検出
し、負荷電流を入力とする微分演算回路の出力をその中
断期間のみ、負荷電流制御部で得られる出力制御信号に
加算して与え、負荷電流がその指令値に追従するように
したものである。
（作 用） 上記構成によれば、循環電流の中断期間中、負荷電流の
変化分に比例した信号により、（19）式の差電圧ΔVhが
補償され、循環電流の中断期間中であっても負荷端子電
圧が所定値に保たれ、それにより負荷電流をその指令値
に追従させることができる。
変化分に比例した信号により、（19）式の差電圧ΔVhが
補償され、循環電流の中断期間中であっても負荷端子電
圧が所定値に保たれ、それにより負荷電流をその指令値
に追従させることができる。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示すものである。ここで第
３図と同一の構成部分には同一の符号が用いられてい
る。この実施例の特徴は、電流制御回路21の出力側に補
正回路30が挿入されていることにある。この補正回路30
は、電流制御回路21の出力制御信号Shに本発明による補
正信号ΔＳを加算する加算器31と、補正信号ΔＳをオン
オフするアナログスイッチ32と、循環電流Ioのオフ期間
を検出してアナログスイッチ32をオン制御するオフ期間
検出回路33と、負荷電流Ihを微分してアナログスイッチ
32に送出する微分回路34とからなっている。
３図と同一の構成部分には同一の符号が用いられてい
る。この実施例の特徴は、電流制御回路21の出力側に補
正回路30が挿入されていることにある。この補正回路30
は、電流制御回路21の出力制御信号Shに本発明による補
正信号ΔＳを加算する加算器31と、補正信号ΔＳをオン
オフするアナログスイッチ32と、循環電流Ioのオフ期間
を検出してアナログスイッチ32をオン制御するオフ期間
検出回路33と、負荷電流Ihを微分してアナログスイッチ
32に送出する微分回路34とからなっている。
微分回路34は負荷電流Ihを入力し、その微分値Ih・ｐに
相当する信号を出力する。オフ期間検出回路33は、第２
図に示すように、循環電流Io（Ioa,Iob,Ioc…）がゼロ
である期間のみ“1"信号を出力し、アナログスイッチ32
をオン制御する。第２図の場合、循環電流Ioaの零電流
期間は零であり、“1"信号を出力することはない。Iob
の零電流期間はTbであって、このTb期間だけ“1"信号を
出力する。同様に、Iocの零電流期間はTcであって、こ
のTc期間だけ“1"信号を出力する。
相当する信号を出力する。オフ期間検出回路33は、第２
図に示すように、循環電流Io（Ioa,Iob,Ioc…）がゼロ
である期間のみ“1"信号を出力し、アナログスイッチ32
をオン制御する。第２図の場合、循環電流Ioaの零電流
期間は零であり、“1"信号を出力することはない。Iob
の零電流期間はTbであって、このTb期間だけ“1"信号を
出力する。同様に、Iocの零電流期間はTcであって、こ
のTc期間だけ“1"信号を出力する。
オフ期間検出回路33から出力される“1"信号によりアナ
ログスイッチ32がオンとされることにより、微分回路34
から出力される補正信号ΔＳが加算器31を介して電流制
御回路21の出力制御信号Shに加算される。したがって、
補正信号ΔＳの大きさを（19）式に示した差電圧ΔVhに
対応するように設定すれば、循環電流Ioの零期間中でも
差電圧ΔVh＝０とすることができる。この場合の電圧方
程式は、 Vhb＝Vp−（Rr＋Ｌ・ｐ）Ih＋Ｌ・ｐ・Ih …（20） となる。（20）式において右辺第３項が上記補正信号Δ
Ｓによって補償される電圧成分ΔVhである。
ログスイッチ32がオンとされることにより、微分回路34
から出力される補正信号ΔＳが加算器31を介して電流制
御回路21の出力制御信号Shに加算される。したがって、
補正信号ΔＳの大きさを（19）式に示した差電圧ΔVhに
対応するように設定すれば、循環電流Ioの零期間中でも
差電圧ΔVh＝０とすることができる。この場合の電圧方
程式は、 Vhb＝Vp−（Rr＋Ｌ・ｐ）Ih＋Ｌ・ｐ・Ih …（20） となる。（20）式において右辺第３項が上記補正信号Δ
Ｓによって補償される電圧成分ΔVhである。
（20）式においてリアクトルの抵抗Rrを十分小さいもの
とすれば、（20）式は次のように表すことができる。
とすれば、（20）式は次のように表すことができる。
Vhb＝Vp …（21） 同様に、循環電流Ioの連続の電圧方程式すなわち（17）
式においてRr＝０とおけば、 Vha＝（Vp＋Vn）/2 …（22） となる。
式においてRr＝０とおけば、 Vha＝（Vp＋Vn）/2 …（22） となる。
（21）式の出力電圧Vhbと（22）式の出力電圧Vhaとは等
しくなる。
しくなる。
このようにして循環電流Ioが断続する場合であっても連
続領域と同様に負荷端子電圧をその指令値に追従させ、
それにより負荷電流をその指令値に追従させることがで
きる。
続領域と同様に負荷端子電圧をその指令値に追従させ、
それにより負荷電流をその指令値に追従させることがで
きる。
以上の説明においては、便宜上、限流リアクトルの抵抗
Rrが十分小さいものとして扱ってきたが、微分回路34で
の演算に抵抗Rrが考慮されるように構成すれば、より正
確な補償を行わせることができる。
Rrが十分小さいものとして扱ってきたが、微分回路34で
の演算に抵抗Rrが考慮されるように構成すれば、より正
確な補償を行わせることができる。
以上述べたように、本発明は、循環電流の中断期間中、
限流リアクトルの抵抗および自己インダクタンスによる
電圧降下を補償することによって、負荷電流をその指令
値に、より忠実に追従させることができる。
限流リアクトルの抵抗および自己インダクタンスによる
電圧降下を補償することによって、負荷電流をその指令
値に、より忠実に追従させることができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図の装置におけるオフ期間検出回路の作用を説明す
るためのタイムチャート、第３図は従来の循環電流制御
型サイクロコンバータの制御装置のブロック図、第４図
は第３図の装置におけるサイクロコンバータの１相分の
等価回路である。 ２……サイクロコンバータ、2P……正側コンバータ、2N
……負側コンバータ、3R,3S……限流リアクトル、４…
…負荷、６……電源変圧器、17,21……電流制御回路,30
……補正回路、31……加算器、32……アナログスイッ
チ、33……オフ期間検出回路、34……微分回路。
第１図の装置におけるオフ期間検出回路の作用を説明す
るためのタイムチャート、第３図は従来の循環電流制御
型サイクロコンバータの制御装置のブロック図、第４図
は第３図の装置におけるサイクロコンバータの１相分の
等価回路である。 ２……サイクロコンバータ、2P……正側コンバータ、2N
……負側コンバータ、3R,3S……限流リアクトル、４…
…負荷、６……電源変圧器、17,21……電流制御回路,30
……補正回路、31……加算器、32……アナログスイッ
チ、33……オフ期間検出回路、34……微分回路。
Claims (1)
- 【請求項１】負荷電流が負荷電流指令に一致するように
電流制御回路を介して電流制御する循環電流制御型サイ
クロコンバータの制御装置において、負荷電流の検出信
号を微分する微分回路と、コンバータ循環電流のオフ電
流期間を検出するオフ電流期間検出回路と、このオフ電
流期間検出回路がコンバータ循環電流のオフ電流期間を
検出したとき前記微分回路の出力を前記電流制御回路の
出力信号に加算する手段とを具備したことを特徴とする
循環電流制御型サイクロコンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15503687A JPH0687664B2 (ja) | 1987-06-22 | 1987-06-22 | 循環電流制御型サイクロコンバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15503687A JPH0687664B2 (ja) | 1987-06-22 | 1987-06-22 | 循環電流制御型サイクロコンバ−タの制御装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH011476A JPH011476A (ja) | 1989-01-05 |
| JPS641476A JPS641476A (en) | 1989-01-05 |
| JPH0687664B2 true JPH0687664B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=15597271
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15503687A Expired - Lifetime JPH0687664B2 (ja) | 1987-06-22 | 1987-06-22 | 循環電流制御型サイクロコンバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0687664B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05136218A (ja) * | 1991-02-19 | 1993-06-01 | Tokyo Electron Yamanashi Kk | 検査装置 |
| ZA933359B (en) | 1992-05-15 | 1993-12-08 | Sankyo Co | Octahydronaphthalene oxime derivatives for cholesterol biosynthesis inhibition, their preparation and use |
-
1987
- 1987-06-22 JP JP15503687A patent/JPH0687664B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS641476A (en) | 1989-01-05 |
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