JPH033524A - ダイバシティ無線システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、無線通信システムに関し、特に、受信を改善
するために多重性（ダイバシテイ）を利用したダイバシ
ティ型受信装置に関する。

［従来の技術］ 多くの無線通信システムにおいては、信号は発信源（ソ
ース）と受信点（ディスティネーション）との間の複数
の経路に沿って伝播させられる。ソースとデスティネー
ションが固定されている場合には、アンテナを適切に配
置することによって最適な結果が得られる。しかしなが
ら移動（モービル）システムは、制御不能なマルチパス
伝播の影響を被り易い。ディスティネーションにおける
信号は、通例、ソースアンテナに印加された信号の複数
の異なる波形の合成されたものである。高周波数チャネ
ルにおいては、伝送された信号の一部あるいは全てが、
固定あるいは移動物体からの反射であり、デスティネー
ションに相異なった時刻に到達する。無線チャネルは、
しばしば、重度のマルチパスフェージングの影響を受は
易く、信号雑音比が劣化してしまう。当業者には公知で
あるが、モービルシステムは、一般にレイリー（Ｒａｙ
ｌｃｉｇｈ）型フェージングと呼称される短期かつ重度
のフェージングを受けやすい。音声通信の質はモービル
システムにおけるマルチパスフェージングの影響を受け
るが、受信された信号は通常理解されうるちのである。

デジタル信号に対しては、フェージングにより誤り率が
増大する。より大きな誤り率はデータ再伝送数を増加さ
せ、音声通信に対するハンドオフ数を増加あるいは適度
な受信に対して必要とされる電力レベルを増大させる。

当業者には公知であるが、フェージングは、空間的ダイ
バシティによって緩和される。米国特許節３，８６４，
６３３号には、信号のフェージングが、近接したアンテ
ナセンサの使用によって低減される空間ダイバシティ通
信システムが記載されている。アンテナセンサの出力か
ら形成された和／差信号が解析され、アンテナ出力が選
択／合成される、即ち、システムの受信感度パターンが
電子工学的に操作される。

米国特許節４，２７１．５２５号は、線型合成器（リニ
アコンバイナー）の前に複数個のトランスバーサルフィ
ルタが配置されている、デジタル通信用適応型ダイバシ
ティレシーバが記載されている。各トランスバーサルの
利得は、チャネルに対するインパルス応答のサンプル値
を、データエラー信号の関数としてではなく、検出され
たデータ出力の関数として推定するように更新される。

トランスバーサルフィルタは、ダイバシティチャネルに
対する適応型マツチングフィルタとして機能する。

米国特許節４，７５２，９４１号には、位相偏移回路が
、信号複合化を改善するよう、受信された複数個の信号
のうちの一つあるいはそれ以上のものの位相を調整する
、ダイバシティ受信システムが記載されている。米国特
許節４，７３１，８０１号には、ダイバシティを利用し
て、ディジタルシステムの受信・検出を行うための方法
が記載されている。復調された同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ
）ベースバンド信号及び直角位相（ｑｕａｄｒａｔｕｒ
ｅ　ｐｈａｓｅｄ）ベースバンド信号が個別に加算され
、それから検出された同相及び直角位相信号が得られる
。このため、平均２乗偏差あるいは信号射影基準を用い
て受信された信号の位相を、４１！Ｉ整することにより
、受信が最適化される。

上述の技法は、複数個のアンテナからの信号の位相を揃
えるために比較的複雑な装置を必要とする。米国特許節
４，６７５，８６３号及び米国特許節４，８１７，０８
９号には、空間的ダイバシティシステムが記載されてお
り、これには空間ダイバシティ合成回路が、復調された
データ符号、ＡＧＣ値、信号十雑音、大きさ及び位相誤
差を受信し、多数決及び各モデムに対する信号雑音比の
計算を用いて最適復調符号を決定することが開示されて
いる。信号の位相を合わせる複雑さは、ダイバシティ信
号の直接の分析ではなく、種々の複合ファクターに基づ
いて個別に導出された符号についての多数決によって置
換される。よって、差分位相成分信号の特性は、マルチ
パスフェージングの歪みの修正には用いられない。

米国特許第４，３９７，０３６号には、角度変調デジタ
ル信号伝送用の、複数のブランチを用いて受信された信
号の位相調整を不要にしたダイバシティシステムが記載
されている。位相合わせの代わりに、各ブランチで受信
された信号は、デジタル信号と同一の周期を有する、直
交関係にある局所（ローカル）信号で変調される。変調
された信号は、単に加算することによって合成され、合
成された信号が差分検出される。米国特許第４゜３９７
．０３６号においては、受信された信号の位相合わせは
不要であるが、ローカル信号の周波数に関する制限が、
この技法の応用を限定している。

セルラー電話等の多くのモービルシステムにおいては、
レシーバシステムを近接周波数の相異なったチャネルへ
再同調することが必要となる。この種のシステムにおい
ては、受信された信号とノ＼イレード（ｌｌｌｒａｄａ
）のローカル信号との間の要求される関係を維持するこ
とが困難であり、かつより高価なものとなる。本発明の
目的は、位相合わせの複雑さ、受信された信号とローカ
ル信号との間の規定された関係、及び復調された符号に
係る複雑な処理を不要にする、デジタル信号用の改善さ
れたダイバシティ装置を与えることである。

［発明の概要］ 前述の目的は、間隔をおいて配置されたアンテナ（スペ
ースドアンテナ：５ｐａｅｅｄ　ａｎｔｅｎｎａ　）配
列において受信された伝送信号の各々の成分を個別に検
出することによって達成される。符号選択に対する成分
は、多数の信号の検出された成分を処理することによっ
て得られる。有利な点は、符号選択が各信号成分の直接
的な解析に基づいていることであり、位相合わせ（ｃｏ
−ｐｈａｓ　ｉ　ｎｇ）又は特別な信号量関係の必要性
が回避されている。

本発明は、連続した時間間隔に生ずる符号を有する、差
分位相偏移キーイングデジタル信号に対するダイバシテ
ィ受信システムを意図している。

このシステムは、少なくとも１つのアンテナと複数個の
受信ブランチを有している。各受信ブランチは、前記デ
ジタル信号の相異なったものに対して機能し、前記ブラ
ンチにおいて受信した、連続した符号間の色相差の所定
の成分を表わす、複数個の信号を検出する。連続した時
間間隔の各々に対する位）０差の所定の成分は、受信ブ
ランチからの前記検出された所定の位相差成分信号を処
理することによって形成される。

本発明の一側面に従って、複数個のスペースドアンテナ
が、空間的ダイバシテイを与えるために用いられる。各
アンテナは個別の受信ブランチに接続されており、各ブ
ランチが前記デジタル信号を個々に受信する。各受信ブ
ランチは各々に接続されているアンテナから個別に受信
した前記差分位相偏移キーイングデジタル信号を復調し
、かつ受信された信号の同相（イン・フェーズ）成分及
び直角位相（クオドラチャフェーズ）成分を差分位相検
出するように適合されている。

本発明の別の側面に従って、前記受信ブランチからの、
前記差分検出された同相及び直角位相出力は、前記差分
検出された同相成分のうちからの最も適切なものを選択
し、前記差分検出された直角位相成分のうちから最も適
切なものを独立に選択する選択装置へ印加される。最も
適切な信号は、その大きさが所定の期待値に最も近い信
号である。

さらに本発明の他の側面に従って、前記個別の受信ブラ
ンチからの、前記差分検出された同相及び直角位相出力
は、各々の受信ブランチ差分検出器から同相及び直角位
相信号選択装置に印加される。相異なったブランチから
の出力が比較され、符号決定の際の根拠になるブランチ
を選択するために、最大値が用いられる。

さらに本発明の別な側面に従って、個別の受信ブランチ
からの、差分検出された同相及び直角位相出力は、個別
の受信ブランチからの当該差分検出された同相及び直角
位相信号を比較して、最も強い同相信号及び最も強い直
角位相信号を選択する選択装置に印加される。

さらに、本発明の別な側面に従って、選択装置は、個別
受信ブランチからの差分検出された同（目出力のサンプ
ルを加算し、それとは別個に、個別のブランチからの差
分検出された直角面相出力のサンプルを加算する。その
後、合成信号は、符号決定をより正確なものとするため
に、最も適切な象限に入れられる。

［実施例］ 第１図は、４次差分位相偏移キーイング（ＱＤＰＳＫ）
受信装置の全般的なブロック図を示しており、第３図は
、第１図の回路の全般的な動作を表わす流れ図である。

当業者には公知であるが、４次位相偏移キーイングは、
デジタルストリームが符号００．０１．１０、及び１１
に分配されるような、位相変調の一形態である。各々の
符号は２ビツト情報に対応しており、搬送波上に、同相
成分及び直角位相成分の形でエンコードされる。

変調された搬送波の振幅は一定であるか符号間の干渉を
最小にするよう整形されており、各符号は位相平面上の
相異なった象限に割当てられる。

Ｑ　Ｄ　Ｐ　Ｓ　Ｋ配置においては、各符号のタイプを
予め定められた位相としてエンコードする代わりに、連
続する符号間の差が、所定の位相偏移（）ニーズシフト
）π／４．３π／４．５π／４あるいは７π／４として
エンコードされる。所定の搬送波位相偏移π／４は、連
続する符号間に何ら変更のないこと、例えばｏｏ、ｏｏ
、を表わす。００．０１のような変化は、３π／４ラジ
アン／秒という搬送波位相偏移によって表わされる。同
様に５π／４ラジアン／秒という位相偏移は、００゜１
１というシーケンスに対応し、７π／４ラジアン／秒と
いう位相偏移は、００，１０というシーケンスに対応し
ている。受信した信号を復調するためには、符号ピリオ
ド間の位相偏移を決定することのみが必要である。

第１図の空間ダイバシティ装置は、マルチフェーズ干渉
の影響を被り易いチャネルを介して伝送されるデジタル
信号の受信を改善するために、複数個のスペースドアン
テナ１０１−１〜１０１−Ｎとそれに関連した受信回路
１０５−１〜１０５−Ｎを有している。回路１０５−１
〜１０５−Ｎの各々は、対応するアンテナ１０１−１〜
１０１−Ｎから前記チャネルを介して伝達されてきた前
記信号の相異なった形態ＳＭを受信する。この様子は、
第３図のステップ３０１−１〜３０１−Ｎに示されてい
る。例えば、回路１０５−１は、アンテナ１０１−１か
ら信号Ｓ１を受信し、ベースバンド同相及び直角位相成
分Ｉ　及びＱｌを形成しくステップ３０５−１）　、チ
ャネル信号内の連続した符号ＳＹの各々に対して同相差
分成分ビ１及び直角位相成分Ｑ′１を生成する（ステッ
プ３１０−１　）。同様に、回路１０５−Ｎは、アンテ
ナ１０１−Ｎからの信号ＳＮに応じて、同相差分成分１
′　及び直角位相差分成分Ｑ′、を生成する。この様子
は、第３図のステップ３０１−Ｎ。

３０５−Ｎ、及び３１０−Ｎに示されている。

受信回路１０５−１〜１０５−Ｎからの信号■〜１′　
及びＱ′　〜Ｑ′、は、位相差分生ＩＮ　　　　　　　
　１ 成器１４０で処理され（ステップ３２０）、信号Ｉ’ｓ
＋　Ｑ’ｓ　＝　ｆ　（１’＋＋　Ｑ’１．−＋　Ｉ’
ＮＩ　Ｑ’ｎ１．−＋　Ｉ’Ｎ、　Ｑ’Ｎ）−（１）が
形成される。

本発明に従って前記生成器１４０の処理装置は、マルチ
パスフェージングを補償するために、前記相異なった空
間ダイバシティ受信回路からの同相及び直角位相成分を
合成及び／あるいは選択する。

このようにして、信号雑音比は著しく改善される。

既知の空間ダイバシティ受信器とは異なり、複雑な位相
合わせ装置やダイバシティ信号合成の局部信号発振器に
関する厳格な要求は不要である。位相差分生成器１４０
において得られた信号Ｉ′８及びＱ′８は、当業者には
符号決定回路として知られている回路１５０において合
成されて、デジタル符号ＳＹが決定される（ステップ３
２５）。

信号工′　及びＱ′８は、当業者には公知のタイミング
制御回路１６０において、連続するデジタル符号の検出
に最適の時刻で受信機１０５−１から１０５−Ｎまでの
信号をサンプリングするパルスを生成するために用いら
れる。

アンテナ１０１−１からの信号Ｓ１は、回路１０５−１
内のミキサ１１０−１１及び１１０−１２に印加される
。局部発振器１２０−１は、選択されたチャネルに同調
させられており、ミキサ１１０−１１及び１１０−１２
によってベースバンド信号が生成される。局部発振器１
２０−１の出力は、ミキサ１１０−１１に対しては直接
、及び、ミキサ１１０−１２に対しては９０°位相偏移
器（フェーズシフタ）１１２−１を介して印加される。

ローパスフィルタ１１５−１１及び１１５−１２は、ミ
キサ１１０．−１１及び１１０−１２のベースバンド出
力から不要な成分を除去する。以上より、同相信号 工ｌ＝Σｇ（Ｌ−ｎＴ）（ｃｏｓφ。−θｃ）＋　　　
　　（２）がフィルタ１１５−１１から得られ、直角位
相信号 Ｑ＋　＝　Ｘｇ（ｔ−ｎＴ）ｓｉｎ（φ１−θ、）＋　
　　　（３）がフィルタ１１５−１２より得られる。

信号工　及びＱｌは、タイミング制御回路１６０からの
タイミング信号Ｔｓによってサンプル／ホールド回路１
２５−１１及び１２５−１２内で周期的にサンプリング
される。回路１２５−１１及び１２５−１２によって連
続してサンプリングされた信号は、ローパスフィルタ回
路１３０−１１及び１３０−１２において濾波され、差
分位相検出器１３５−１に印加される。差分位相検出器
１３５−１は、隣接した連続するデジタル時間間隔の同
相成分のサンプリングされた信号の差に対応する信号 １’＋　＝　１／４ｃｏｓ（φ、−φ−＋）　　　　　
　（４）及び隣接した連続するデジタル時間間隔の直角
位相成分の、サンプリングされた信号間の差に対応する
信号 ”ｌ　”　１／４ｓｉｎ（φ。−φｎ−＋）（５） を生成する。

第９図は１９７６年１１月９日付のエイ・デイ・サラザ
ー（Ａ、Ｄ、５ａｌａｚａｒ）らによる米国特許節３゜
９９１．３７７号に記載されたものに従う、第１図の回
路において用いられつる差分検出器１３５−１のより詳
細なブロック図が示されている。第９図において、ロー
パスフィルタ１３０−１１からの信号１１は、乗算器（
マルチプライア）９１５に対して、直接、及び、１符号
ピリオド（Ｔ）遅延回路９０１を介して印加される。乗
算器９１５の出力は、 １／８Σｇ（ｔ−ｎＴ）Σｇ（＋−ｎＴ−″Ｔ）　（ｃ
ｏｓ（φ。十φ、！−２０）　＋　ｃｏｓ（φ。−φ、
−＋）］（６） である。

同様に、ローパスフィルタ１３０−１２からの信号Ｑ１
は、乗算器９２５に対して、リード９０５を介して直接
、及び１ピリオド遅延回路９１０を介して印加される。

該乗算器９２５の出力は１／８Σ津（ｔ−ｎ　Ｔ）ＩＱ
−ｎＴ−Ｔ）　［ｃｏｓ（φ。−φｎ−＋）−ｃｏｓ（
φ。＋φｎ−１−２θ月（７） である。

乗算器９１５及び９２５の出力は加算器９３０において
加算され、同相差分信号 Ｉａｌｒｒ（０＝　１　／４′ｆＪ３（ｔ−ｎＴ）ｐＱ
−ｎＴ−Ｔ）ｃｏｓ（φ。−φｎ−１）（８） が生成される。

時刻ｔ−ｎＴにおけるサンプリングに対しては、Ｉｄｉ
ｒｒ（ｎ　Ｔ）　ハ、 Ｉ’、　＝　１７ＡｃｏｓΔφ　　　　　　　（９）に
変形される。ここでΔφ−φ。−φｎ−１である。

乗算器９３５は、ローパスフィルタ１３０−１１からの
信号Ｉ　　（ｔ−ｎＴ）　、及びローパスフィルタ１３
０−１２からの、遅延回路９１０内で１符号ピリオドＴ
　（Ｑ　（ｔ　−ｎ　Ｔ−Ｔ）　）だけ遅延させられた
信号を受けとり、積信号 Ｑ’ｌ　”　１／４　ｓｉｎΔφ （１３） を生成する。一方、乗算器９２０は、ローパスフィルタ
１３０−１２からの信号Ｑ（ｔ−ｎＴ）、及び、ローパ
スフィルタ１３０−１１からの遅延回路９０１内で１符
号ピリオドＴ　（Ｉ　（ｔ−ｎＴ−Ｔ））だけ遅延させ
られた信号を受けとり、積信号 を生成する。

乗算器９２０の出力は、加算器９３８内で、乗算器９３
５の出力から差し引かれ、 Ｑｄ１ｒｔ　＝　１／４Σｇ（ｔ−ｎＴ）Σｇ（＋−ｎ
Ｔ−Ｔ）ｓｉｎ△φ（１２） という信号が生成される。時刻ｔ−ｎＴにおけるサンプ
リングに対しては、Ｑｄ１ｒｒ　（ｎＴ）は、と変形さ
れる。

第１図に戻って、受信回路１’０５−１から１０５−Ｎ
の出力は、位相差成分生成器１４０に印加される。生成
器１４０は、ビ　、Ｑ′１・・・　１Ｎ、Ｑ’Ｎ信号を
処理して、現時点における符号ＳＹの同相Ｉ′８及び直
角位相Ｑ′８成分に対する最適値を生成するように適合
されている。この処理は第８図に簡潔に示されている。

ウェスタンエレクトリック（Ｗｅｓｔｅｒｎ　Ｅｌｅｃ
ｔｒｉｃ）社製の型式ＤＳＰ１６デジタル信号プロセッ
サ等のデジタル信号プロセッサ内で、このプロセッサ内
に固定的にストアされたインストラクションコードに従
って実行される。第８図において、信号Ｉ′　がらＩ’
Ｎ及びＱ′１からＱ′Ｎは、Ｉ１０インターフェース８
０１によって受信され、バス８５０を介して制御ユニッ
ト８１５の制御下にあるランダムアクセスメモリ８０５
へ転送される。プロセッサの動作を制御するインストラ
クションは、プログラムリードオンリーメモリ８２５に
ストアされている。制御ユニット８１５は、算術論理演
算ユニット８１０内における信号■′ｓ及びＱ′ｓの生
成を指示し、プログラムリードオンリーメモリ８２５内
にストアされたインストラクションコードに応じて、Ｉ
１０インターフェース８０１を介して、Ｉ′　及びＱ′
８信号を、第１図の符号決定回路１５０及びタイミング
回路１６０へ伝達する。

本発明に従うインストラクションセット例が第４図の流
れ図に示されている。第４図に従って、第８図に示され
たプロセッサが信号１１からＩＮまでの中から最尤度差
分同相成分を選択するようにプログラムされる。最尤度
差分直角位相成分が、信号Ｑ　からＱＮまでの中から前
記プロセッサによって独立に選択される。このために、
各々の受信回路より得られた信号Ｉ′、が理想的な値Ｔ
ＨＩと比較される。当該理想値に最近接の信号ビＮがビ
Ｓとして選択される。同様に、各受信回路より得られた
信号Ｑ′、が理想的なＴＨＱと比較され、最近接値がＱ
′８として選択される。

第４図において、各符号ピリオドに対する処理は、差分
検出器の出力が準備されていると決定された時点で開始
される（ステップ４０１）。受信機インデックスｎが１
に設定され、受信回路１゜５−１からの信号Ｉ′１及び
Ｑ′１が指定される。

最良差分信号Ｄ　Ｉ及びＤ　Ｑが初期値として１に設定
され、対応する最良受信回路インデックス＊ 数０１及びｎ　ＱがＮ＋１に指定される（ステップ４１
０）。差分同相及び直角位相信号Ｉ′、及びＱ′Ｎがア
クセスされる（ステップ４１５）。

Ｉ′Ｎの絶対値のＴＨ，からの偏移 Ｄｂ＝ＴＨ，−１’。　　　　　　　　（１４）及びＱ
′、の絶対値のＴＨＱからの偏移ＤＱ、、　＝ＴＨＱ−
Ｉ　Ｑ’ｎ１ （１５） が生成される（ステップ４２０）。信号ＤＩ、。

が信号り、より小さい場合には（ステップ４２５）は、
Ｄ　　はＤ　７　と等置され、ｎ　　ｒはＩ　　　　　
Ｉｎ ｎに設定される（ステップ４３０）。それ以外の＊ 場合はＤ　　及びｎ　　Ｉは変更されない。いずれの場
合においても、決定ステップ４３５に入って、＊　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　＊信号Ｄ　
が信号Ｄ　　と比較される。ＤＱｎがＤＱｎ　　　　　
　　　Ｑ Ｑよりも小さい場合には、ＤＱはＤＱｏと等置され、ｎ
　Ｑはｎに設定される（ステップ４４０）。

それ以外の場合はＤ　　及びｎｑは変更されない。ステ
ップ４４５においては、受信回路インデックスｎが増加
（インクリメント）させられる（ステップ４４５）。こ
のインクリメントされた値は、最終受信機インデックス
Ｎと比較される（ステップ４５０）。ステップ４１０か
ら４５０までのループは、受信回路インデックスｎがＮ
を超過するまで反復される。ステップ４５０からステッ
プ４５５へ進むと、信号ｎ　１が理想的な値から偏差が
最小の差分同相成分を有する受信回路に設定される。信
号ｎＱは、理想値に最近接の差分直角位相成分ををする
受信回路に設定される。

ステップ４５５においては、信号工′ｓはＩ′Ｎ＊１に
設定され、信号Ｑ′　はＱ′　　に設定されＳ　　　　
　　Ｎ＊Ｑ る。この時点で、現時点の時間間隔に対する符号ＳＹが
符号決定回路１５０内で生成される。

本発明に係る第２のインストラクションセット例が第５
図の流れ図に示されている。第５図に関しては、第８図
のプロセッサが、各受信ブランチにおける差分検出器か
らの同相及び直角位相信号の２乗和をとり、信号 ｐｎ　＝　（１’ｎ）２＋　（Ｑ’ｎ）２（１６）を生
成するようにプログラムされている。

その後、相異なったブランチからの出力ｐ　が比較され
る。最大値は、符号決定がなさるべきブランチを選択す
るために用いられる。

第５図において、この選択動作は、ステップ５０１に示
されているように、現時点の符号に対する差分検出器の
出力が利用可能となった時点で開始される。初期状態に
おいては、受信機インデックスｎは１に設定される（ス
テップ５０５）。ステップ５１０においては、式（１６
）の選択された値に対する信号１）３がＯに設定される
。その後、ステップ５１２からステップ５５０までの選
択ループが開始される。差分検出器１３５−ｎより得ら
れた差分同相及び直角位相■　及びＱ　が人力口ｎ である（ステップ５１２）。信号ｐ　が式（１６）に従
って生成され（ステップ５１５）、信号ｐ。

と比較される（ステップ５３０）。

ステップ５３０において信号ｐ　が信号ｐ　よ口Ｓ り大きい場合には、信号ｐ　はｐ　に変更されるｎ （ステップ５３２）。選択された差分同相成分ＩがＩ′
　に設定され、選択された直角位相酸Ｓ　　　　　　　
　ｎ 分Ｑ　はＱ′　に設定され（ステップ５３５）、ｎ ステップ５３５からステップ５４５に移行する。

ステップ５３０において信号ｐ　が信号ｐ　よりｎ　　
　　　　　　　　Ｓ 大きくない場合には、ステップ５３０からステップ５４
５に移行する。ステップ５４５においては、受信機イン
デックスｎがインクリメントされる。

インクリメントされた受信機インデックスはステップ５
５０において、最終受信機インデックスＮと比較される
。ステップ５１２からステップ５５０までのループが、
ｎ−１からｎ−Ｎまで反復される。ｎがＮより大きい場
合には、信号ｐ　は、差分検出器１３５−１から１３５
−Ｎに対する信号ｐ　のうちの最大のものとなっている
。その後、信号ｐ　に対応する信号Ｉ′　及びＱ′　が
符号Ｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｓ　
　　　　　　　　　Ｓ決定に対して利用可能となる。そ
の後、制御が符号決定回路１５０に渡される。

本発明に係る第３のインストラクションセット例が第６
図の流れ図に示されている。第６図に示されている処理
においては、前記ブランチからの差分検出同相信号が互
いに比較され、前記ブランチからの差分検出直角位相信
号が互いに比較される。最強同相及び最強直角位相信号
が独立して選択される。

第６図において、全ての差分検出器出力が準備された（
ステップ６０１）後、受信機インデックスｎが１に設定
される。初期状態においては、選択された差分同相及び
直角位相成分信号工　及びＳ Ｑ　は０に設定される（ステップ６０８）。その後ステ
ップ６１０からステップ６６０までのループが反復され
、信号Ｉ′　及びＱ′　の値が最大Ｓ のＩ′　及び最大のＱ′　に対応するようになる。

０口 信号Ｉ′　及びＱ′　は、ステップ６１０におけｎ る入力である。

ステップ６２５において信号１ビ　　１がＩ■８　より
大きい場合には１′　の現時点での値がＩ′　によって
置換される（ステップ６３０）。

口 それ以外の場合には、信号Ｉ′　は不変である。

その後、ステップ６４０に移行して、差分直角位相信号
ＩＱ′　　１がＩＱ′　　１の現時点の値と比Ｓ 較される。ＩＱ′　　１がＩＱ′　　１に対する現時ｎ
　　　　　　　　　　　　Ｓ 点の値より大きい場合には、Ｑ′　の値がＱ／。

に変更される（ステップ６４５）。それ以外の場合には
ステップ６４０から直接ステップ６５５に移行する。ス
テップ６５５においては受信機インデックスｎがインク
リメントされ、インクリメントされたインデックスが最
終受信機インデックスＮと比較される（ステップ６６０
）。ステップ６１０からステップ６６０までのループが
ステップ６６０において受信機インデックスｎがＮより
大きくなるまで反復される。その時点においては、信号
ビ　はビ　信号のうちの最大のものであｎ す、信号Ｑ′　はＱ′　信号のうちの最大のものｎ である。その後、制御は符号決定回路１５０へ移行する
。

本発明に係る第４呑目のインストラクションセット例が
第７図の流れ図に示されている。第７図に示されている
処理に従って、各ブランチからの差分同相信号が互いに
加算され、各ブランチからの差分直角位相信号が互いに
加算される。信号■８は合成同相信号として選択され、
信号Ｑ／８は合成直角位相信号として選択される。この
合成信号は、符号決定に対する、最尤度を有する象限を
与える。

第７図において、ステップ７０１において差分検出器出
力が準備された後、受信機インデックスｎは１に設定さ
れ（ステップ７０５）、信号ビ８及びＱ′　は初期状態
においては０に設定される（ステップ７１０）。ステッ
プ７１５からステップ７３０までのループが反復され、
！′　信号の総和及びＱ′　信号の総和が形成される。

差分ｎ　　。

同相及び直角位参〇信号は、ステップ７１５における入
力である。信号Ｉ′　はＩ′　によってインｎ クリメントされ、信号Ｑ′　は信号Ｑ′　によりｎ てインクリメントされる（ステップ７２０）。受信機イ
ンデックスｎがインクリメントされ（ステップ７２５）
、インクリメントされたインデックスｎが最終受信機イ
ンデックスＮと比較される（ステップ７３０）。ステッ
プ７１５から７３０までのループが、受信ブランチイン
デックスｎがＮより大きくなるまで反復される。この時
点で、現時点の時間間隔に対する符号ＳＹが、符号決定
回路１５０において生成される。

符号決定回路１５０は、当業者に広く知られているよう
にその結果生じる信号■′　及びＱＬ８が、象限を決定
するよう動作する。この符号決定は、プログラムリード
オンリメモリ８２５にストアされたインストラクション
セットを用いて、第８図のプロセッサによってなされる
。同一のプロセッサが信号１’　　、Ｑ’　　及びＳＹ
を生成するＳ ために用いられうる。前記インストラクションセットは
、信号１′　及びＱ′　の符号を検出してＳ それらに対する符号の２ビツトを生成するように適合さ
れうる。例えば、信号工′　及びＱ′　のＳ 双方の符号が正である場合には、０．０２ビツトが生成
される。信号Ｉ′　の符号が負で信号Ｑ′８の符号が正
である場合には、０，１デイビツトが生成される。信号
Ｉ′　及びＱ′　の双方の符Ｓ 号が負である場合には、１．１２ビツトが生成される。

信号Ｉ′　の符号が正で信号Ｑ′　の符号ｓ　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　Ｂが負である場合に
は、１．０２ビツトが生成される。第１１図の流れ図が
当該方法を示している。

第１１図において、ステップ１１０５から１１３５まで
の符号決定動作が、時間間隔に対する信号１／８及びＱ
／８が準備された時点での時間間隔に対して開始される
（ステップ１１０１）。信号ｌ′ｓ及びＱ′ｓの双方が
正である場合には（ステップ１１０５）、符号ＳＹが０
，０に設定される（ステップ１１２０）。それ以外の場
合は、信号１′　及びＱ′　がチエツクされ、信号１′
Ｓ　　　　　　　　　　Ｓ ８が負かつ信号Ｑ′　が正、であるか否かが決定される
（ステップ１１１０）。ステップ１１１０の条件が満た
される場合には、符号ＳＹは０．１に設定される。信号
Ｉ′　及びＱ′　の双方が負Ｓ である場合には、符号ＳＹは１．１に設定される（ステ
ップ１１３０）。信号Ｉ′　が負で信号Ｑ８が正である
場合には、符号ＳＹは１．０に設定される（ステップ１
１３５）。当業者には公知の他の方法も用いられうる。

°第２図には、本発明に係る、第１図のものと、各々の
受信回路２０５−１から２０５−Ｎが差分位相検出器を
有していないという点を除いて同様の、空間ダイバシテ
ィ受信装置が示されている。

既に第１図に関して記述されているように、伝送されて
きた各々互いに相異なった信号が、ダイバシティ配置ア
ンテナ２０１−１から２０１−Ｎによって受信される。

受信された各々の信号Ｓｎは、個別の受信回路へ送られ
る。例えば、受信回路２０５−１は、信号Ｓ１を受は取
る。このＳ１信号は、ミキサ２１０−１１及び２１０−
１２に印加される。ミキサ２１０−１１は局部発振器２
２０−１からの信号を受け、ミキサ２１０−１２は、フ
ェーズシフタ２１２−１からの位相推移させられた局部
発振器信号を受ける。第１図におけるのと同様、これら
のミキサは、ベースバンドに移行させられた直角位相信
号Ｉ及びＱを生成するように適合されている。ローパス
フィルタ２１５−１１及び２１５〜１２は、移行させら
れた■及びＱ信号から、高次成分を除去する。サンプル
／ホールド回路２２５−１１及び２２５−１２は、タイ
ミング制御回路２６０によって決定されたタイミングに
従って、■及びＱ信号をサンプリングする。

ローパスフィルタ２３０−１１及び２３０−１２は、１
及びＱ信号を濾波する。

■及びＱ信号は、各々の受信回路２０５−１〜２０５−
Ｎから、第８図に示されているようなデジタル信号プロ
セッサである差分検出プロセッサ２７０へ与えられる。

プログラムメモリ８２５に対して、受信回路２０５−１
〜２０５−Ｎの出力に関する差分検出を実行するための
インストラクションコードのセットが追加されている。

このように用いられる場合には、Ｉ１０インターフェー
ス８０１への入力は受信回路２０５−１〜２０５−Ｎか
らの同相及び直角位相信号である。

第１０図は第８図のプロセッサの差分検出の実行に係る
動作を示す流れ図である。第１０図において、ステップ
１００５における差分検出動作は、現時点の符号に対す
る全ての受信回路２０５−１〜２０５−Ｎからの同相及
び直角位相信号が受領されたという決定の後に開始され
る（ステップ１００１）。受信機インデックスｎがステ
ップ１００３で１に設定される。その後、算術演算がス
テップ１００５．１０１０．１０１５、及び１０２０に
おいて実行され、ステップ毎に信号ＡＩからＡ４が生成
される。

ステップ１００５においては、現時点の符号ｎに対する
、フィルター２３０−１１からの信号■（ｔ−ｎＴ）に
、第９図における乗算器９１５に関して既に記述されて
いるように、直前の符号に対する信号１（ｔ−ｎＴ−Ｔ
）が乗算される。ステップ１０１０においては、現時点
の符号に対する信号Ｑ（ｔ−ｎＴ）に、直前の符号に対
する信号Ｑ（ｔ−ｎＴ−Ｔ）が乗算器９２５においてな
されるように乗算される。信号Ｑ（ｔ−ｎＴ）と１（ｔ
−ｎＴ−Ｔ）との積が乗算器９２０に対応するステップ
１０１５において生成され、信号Ｉ（ｔ−ｎＴ）とＱ（
ｔ−ｎＴ−Ｔ）との積が乗算器９３５に対するステップ
１０２０において生成される。信号Ｑ′。が加算器９３
８に関して記述されているように、ステップ１０２０に
おける積信号（Ａ４）からステップ１ｏ１５における積
信号１０１５（Ａ３）を減することによって生成され、
信号ビ　が加算器９３０に対するステップ１０２５にお
いて、ステップ１００５がらの信号（ＡＩ）及びステッ
プ１０１ｏがらの信号（Ａ２）を加算することによって
生成される。

ステップ１０３０においては、受信機インデックスｎが
インクリメントされ、インクリメントされた後の値がＮ
と比較される（ステップ１０３５）。ステップ１００５
からステップ１０３５までのループが、回路２０５−Ｎ
からの信号が処理されるまで反復される。信号■′、及
びＱ′、が生成された後、前記プロセッサの動作は、第
１図に関して既に記述されている、位相差成分用のイン
ストラクションコードのセットにスイッチされる。

本発明は上記具体例を参照しながら記述されているが、
当業者は本発明の精神及びその範鴫を逸脱することなく
種々の変更・修正をなしうることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明を具体化した空間ダイバシティ受信シ
ステムの全般的なブロック図；第２図は、本発明を具体
化した別の空間ダイバシティ受信システムの全般的なブ
ロック図；第３図は、第１図及び第２図の回路の全般的
な動作を示す流れ図； 第４図は、本発明に係る最尤度信号選択法を用いる、第
３図に示された位相差成分生成動作を表わす流れ図； 第５図は、本発明に係る差分検出直角位相強度信号選択
法を用いる、第３図に示された位相差成分生成動作を表
わす流れ図； 第６図は、本発明に係る差分検出独立信号成分選択法を
用いる、第３図に示された位相差成分生成動作を表わす
流れ図； 第７図は、本発明に係る差分検出等利得合成信号法を用
いる、第３図に示された位相差成分生成動作を表わす流
れ図； 第８図は、第１図及び第２図の差分検出処理及び位相差
成分生成器において用いられるシグナルプロセッサのブ
ロック図； 第９図は、第１図の差分検出器に用いられる回路のブロ
ック図； 第１０図は、第２図に示された差分検出処理動作を表わ
す流れ図；及び、 第１１図は、第１図及び第２図に示された符号決定処理
動作を表わす流れ図である。 ＦＩに、　３ ＦＩＧ、　Ｓ ＦＩＧ、　７ ＦＩＧ。 ０

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）マルチパスフェージングを被り易い移動無線シス
   テムにおける連続した符号時間間隔に発生する符号列を
   有する差分位相偏移キーイングデジタル信号を扱うダイ
   バシティ装置において、伝送されてきたデジタル信号の
   複数個の形態を受信するアンテナ手段と； 前記アンテナ手段からの前記デジタル信号の一形態に応
   答して、各々前記符号時間間隔における前記伝送されて
   きた信号の前記一形態の所定の位相を表わす少なくとも
   ２つのベースバンド信号を生成するために、各符号ピリ
   オドに前記伝送デジタル信号の前記一形態を復調する復
   調手段、及び、前記復調手段からの所定の位相の各々の
   ベースバンド信号に応答して、前記デジタル信号の前記
   一形態の連続する符号ピリオドのうちの隣接する前記所
   定の位相のベースバンド信号間の位相差の所定成分を表
   わす信号を生成する位相差成分信号生成手段 を含み前記アンテナ手段にそれぞれ接続された複数の受
   信ブランチと； 前記複数の受信ブランチの前記所定の位相差成分信号生
   成手段に接続され、前記複数の受信ブランチからの、連
   続する符号時間間隔の各々に対する、前記生成された所
   定の位相差成分信号に応答して、各々現時点の符号ピリ
   オドの前記伝送デジタル信号に対応する前記位相差信号
   の各所定成分を表わす信号を形成する位相差成分信号形
   成手段と； を有することを特徴とするダイバシティ装置。
2. （２）前記位相差成分信号形成手段が、 前記伝送デジタル信号に対応する検出された位相差信号
   の各々の所定の成分に対するしきい値を設定する手段と
   、 前記複数の受信ブランチからの前記生成された所定の位
   相差成分信号の各々に応答して、前記所定の位相差成分
   の絶対値を表わす信号を生成する手段と、 前記しきい値と前記絶対値信号との差に対応する信号を
   生成する手段と、 前記差に対応する信号が最小となるような、前記複数の
   受信ブランチのうちの一つからの前記所定の位相差成分
   信号を選択する手段と、 を有することを特徴とする請求項１記載のダイバシティ
   装置。
3. （３）前記位相差成分信号形成手段が、 前記複数の受信ブランチの各々からの前記生成された所
   定の位相差成分信号に応答して、前記所定の位相差成分
   信号の各々を２乗する手段と、前記複数の受信ブランチ
   の各々からの前記所定の位相差成分信号の前記２乗信号
   に応答して、この２乗信号の総和をとる手段と、 前記複数の受信ブランチの各々からの前記所定の位相差
   成分信号の前記２乗信号の前記総和に応答して、前記複
   数の受信ブランチに対する前記所定の位相差信号の前記
   ２乗の前記総和を表わす第１信号を生成する手段と、 前記複数の受信ブランチに対する前記第１信号に応答し
   て、最大の第１信号を決定する手段と、前記最大の第１
   信号に応答して、この最大第１信号を有する前記受信ブ
   ランチからの前記生成された所定の位相差成分信号を選
   択する手段と、を有することを特徴とする請求項１記載
   のダイバシティ装置。
4. （４）前記位相差成分信号形成手段が、 前記複数の受信ブランチからの前記生成された所定の位
   相差成分信号の各々に応答して、前記複数の受信ブラン
   チからの前記生成された所定の位相差成分信号の各々の
   うちの最大のものを決定する手段と、 前記複数の受信ブランチからの前記生成された所定の位
   相差成分信号の各々のうちの前記決定された最大のもの
   を、前記伝送されたデジタル信号に対応する所定の位相
   差成分信号として選択する手段と、 を有することを特徴とする請求項１記載のダイバシティ
   装置。
5. （５）前記位相差成分信号形成手段が、 前記複数の受信ブランチからの前記生成された所定の位
   相差成分信号のうちの同一の形式のものに応答して、こ
   の同一の形式の前記所定の位相差成分信号の代数的な総
   和をとり、前記伝送されたデジタル信号に対応する、所
   定の合成位相差成分信号を生成する手段 を有することを特徴とする請求項１記載のダイバシティ
   装置。
6. （６）前記差分位相偏移キーイングデジタル信号が、各
   符号に対して同相及び直角位相成分を有する４次差分位
   相偏移キーイング信号であり、各受信ブランチの前記復
   調手段が、各符号ピリオドにおいて前記デジタル信号の
   前記一形態を復調して、前記符号時間間隔に対する同相
   ベースバンド信号及び直角位相ベースバンド信号を生成
   する手段とを備え、 前記位相差成分信号生成手段が、 前記復調手段からの前記同相ベースバンド信号に応答し
   て、前記デジタル信号の前記形態の連続する符号のうち
   の隣接した同相ベースバンド信号間の位相差を表わす信
   号を生成する手段、及び、前記復調手段からの前記直角
   位相ベースバンド信号に応答して、前記デジタル信号の
   前記形態の連続する符号のうちの隣接した直角位相ベー
   スバンド信号間の位相差を表わす信号を生成する手段、
   を備え、 前記伝送デジタル信号に対応する位相差信号の前記所定
   の成分の各々を表わす前記信号を形成する前記位相差成
   分信号形成手段が、 前記複数の受信ブランチからの、前記符号時間間隔の各
   々に対する前記生成された同相位相差成分信号に応答し
   て、前記符号ピリオドにおける前記伝送デジタル信号の
   同相位相差成分信号を表わす信号を形成する手段、及び
   、 前記複数の受信ブランチからの、前記符号時間間隔の各
   々に対する前記生成された直角位相成分信号に応答して
   、前記符号ピリオドにおける前記伝送デジタル信号の直
   角位相差成分信号を表わす信号を形成する手段、 を備えることを特徴とする請求項１記載のダイバシティ
   装置。