JPH03284013A

JPH03284013A - 適応型最尤系列推定方式及び装置

Info

Publication number: JPH03284013A
Application number: JP8563890A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiro Okanoue; 岡ノ上　和廣
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1990-03-30
Filing date: 1990-03-30
Publication date: 1991-12-13

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、時変通信路を介してディジタル信号を伝送す
る伝送系の受信器において、符号量干渉による歪が生じ
ても高い信転度で復調することができる適応型最尤系列
推定方式及び装置に関する９（従来の技術）最尤系列推定方式は、通信路において生じる符号量干渉
による歪が生じても、受信データを高い信顛度で復調す
る方式として知られており、ビタビアルゴリズムを適用
することによって、実現することが考えられている（例
えば、ヘイズ、“ザビタビ　アルゴリズム　アプライド
　トウ　ディジタル　データ　トランスミッション”、
アイ・イー・イー・イー　コミュニケーション　ソサエ
ティ、　　１９７５．　　隘１３）。

さらに、時変通信路の場合には、最尤系列推定器の出力
を適応型通信路インパルスレスポンス推定フィルタに入
力し、得られた通信路インパルスレスポンスに基づいて
最尤系列推定器を適応動作させる方式が知られている（
例えば、ブロアキス著、′″ディジタル　コミュニケー
ションズ”、マグロウヒル、　１９８３）。

（発明が解決しようとする課題）しかしながら、従来方式では、最尤系列推定器内で生じ
る復調遅延のために、現在の最尤系列推定器入力が通過
したであろう通信路インパルスレスポンスではな（、過
去の通信路インパルスレスポンスしか推定することがで
きない。このような従来の方式では、通信路変動が速い
場合、受信特性が大きく劣化してしまう。

（課題を解決するための手段）本願の第１の発明では、適応型最尤系列推定方式におい
て、ａ）受信信号と予測された未来の通信路インパルス
レスポンスとを入力とし、前記受信信号と前記予測未来
通信路インパルスレスポンスとに基づき最尤系列を推定
し、推定結果を出力する手段と、ｂ）前屈推定結果と内
部状態とから受信信号レプリカを生成し、前記受信信号
と前記受信信号レプリカとの差を求め、眼差が小さくな
る方向に内部状態を変化させ、該内部状態を出力する手
段と、Ｃ）前記内部状態を入力して、過去の前記内部状
態の変動に基づいて未来の通信路インパルスレスポンス
を予測し、前記予測未来通信路インパルスレスポンスを
出力する手段を有している。

本願の第２の発明では、ビタビアルゴリズムを用いた適
応型最尤系列推定装置において、ａ）受信信号と予測さ
れた未来の通信路インパルスレスポンスとを入力とする
整合フィルタと、ｂ）前記予測未来通信路インパルスレ
スポンスと前記整合フィルタの出力とを入力とし、前記
受信信号のブランチメトリックを演算して出力するブラ
ンチメトリック演算回路と、Ｃ）前記ブランチメトリッ
ク演算回路の出力を入力とし、推定した結果を出力する
ＡＣＳ回路と、ｄ）前記受信信号を入力とし、前記推定
結果が出力されるまでの復調時間分だけ入力信号を遅延
させる遅延回路と、ｅ）前記ＡＣＳ回路の出力を入力と
し、前記受信信号を再生して出力する受信信号再生フィ
ルタと、ｆ）前記遅延回路の出力と前記受信信号再生フ
ィルタの出力及び内部状態を入力とし、前記遅延回路出
力と前記受信信号再生フィルタ出力の差が小さくなるよ
うに前記受信信号再生フィルタの内部状態を更新する受
信信号再生フィルタ制御回路と、ｇ）前記受信信号再生
フィルタ制御回路の出力を入力とし、過去の前記受信信
号再生フィルタの内部状態の変動に基づいて、ｎＴ　（
ｎ≧１）だけ未来の通信路インパルスレスポンスを予測
し、予測結果を前記予測未来通信路インパルスレスポン
スとして出力する通信路インパルスレスポンス予測回路
とを有している。

（作　用）本発明では、判定結果を用いた通信路インパルスレスポ
ンスの推定結果を用いて、未来の通信路インパルスレス
ポンスを予測している。未来の通信路インパルスレスポ
ンスが正しく予測されている限り、予測された通信路イ
ンパルスレスポンスに基づいて最尤系列推定器を適応的
に動作させることによって、最尤系列推定器内で生じる
復調遅延の影響を軽減させることができる。以上により
、通信路の変動速度が速い場合であっても、高い信軌度
で受信データを復調することが可能になる。

（実施例）第１図は、本願の第１の発明である適応型最尤系列方式
の原理を説明するためのブロック図である。図において
、１００は入力端子、１０】は最尤系列推定回路、１０
２は受信信号再生フィルタ、１０３は通信路インパルス
レスポンス予測回路、１０４は出力端子である。本図を
用いて、本願の第１の発明の詳細な説明する。

受信信号は、入力端子１００に入力され、最尤系列推定
回路１０１及び受信信号再生フィルタ１０２に入力され
る。最尤系列推定回路１０１は、受信信号に対して最尤
系列推定の処理を行い、推定結果を出力端子１０４及び
受信信号再生フィルタ１０２に出力する。受信信号再生
フィルタ１０２では、推定結果とその内部状態に基づい
て受信信号のレプリカを生成する。さらに、入力端子１
００からの受信信号と受信信号レプリカを比較し、誤差
が小さくなるように内部状態を更新するとともに、更新
結果を通信路インパルスレスポンス予測回路１０３に出
力する。通信路インパルスレスポンス予測回路１０３で
は、入力された受信信号再生フィルタ１０２の内部状態
の変化に基づいて、未来の通信路インパルスレスポンス
を予測し、予測された結果を最尤系列推定回路１０１に
出力する。最尤系列推定回路１０１では、通信路インパ
ルスレスポンス予測回路１０３から入力された未来の通
信路インパルスレスポンスに基づいて、内部状態を変化
させる。以上のように、最尤系列推定器内で生じる復調
遅延による影響を軽減させ、高い信軌度の復調を達成す
ることができる。

第２図は、本願の第２の発明である適応型最尤系列推定
器の実施例の１例を示すブロック図である。図において
、２００は入力端子、２０１は整合フィルタ、２０２は
ブランチメトリック演算回路、２０３はＡ　ＣＳ　（Ａ
ｄｄ、　Ｃｏｍｐａｒｅ　ａｎｄ　５ｅｌｅｃｔ）回路
、２０４は遅延回路、２０５は受信信号再生フィルタ、
２０６は通信路インパルスレスポンス予測回路、２０７
は出力端子、２０８は受信信号再生フィルタ制御回路で
ある０次に、本図を用いて、本願の第２の発明の詳細な
説明する。

ビタビアルゴリズムを用いた最尤系列推定器は、整合フ
ィルタ２０１、ブランチメトリック演算回路２０２及び
ＡＣＳ回路２０３から構成され、整合フィルタ２０１及
びブランチメトリック演算回路２０２は、通信路インパ
ルスレスポンスに依存している（例えば、ヘイズ、′ザ
　ビタビ　アルゴリズム　アプライド　トウ　ディジタ
ル　データ　トランスミッション”、アイ・イー・イー
・イー、コミュニケーション　ソサエティ、　１９７５
゜隘１３）。入力端子２００から入力された受信信号は
、整合フィルタ２０１、ブランチメトリック演算回路２
０２及びＡＣＳ回路２０３から成るビタビアルゴリズム
を用いた最尤系列推定回路に入力されるとともに、遅延
回路２０４にも入力される。

ＡＣＳ回路２０３からは、最尤系列推定によって得られ
た判定結果が出力され、受信信号再生フィルタ２０５に
入力され、受信信号のレプリカと内部状態が受信信号再
生フィルタ制御回路２０８に出力される。また、受信信
号再生フィルタ制御回路２０８には、遅延回路２０４に
よって最尤系列推定の復調時間だけ遅延した受信信号も
入力される。この受信信号再生フィルタ２０５と受信信
号再生フィルタ制御回路２０８は、例えば、通信路イン
パルスレスポンスの長さが３の場合には、第３図のよう
なトランスバーサル型フィルタとプロセッサで構成する
ことができる。

第３図において、３００，３０１は入力端子、３０２．
３０３はシフトレジスタ、３１５〜３１７は乗算器、３
０６は加算器、３０７は減算器、３０８はプロセッサ、
３０９〜３１１は推定された通信路インパルスレスポン
ス、３１２〜３１４は出力端子であり、受信信号再生フ
ィルタの内部状態は、推定された通信路インパルスレス
ポンス３０９〜３１１及びシフトレジスタ３０２゜３０
３の内容である。時刻ｋにおいて、入力端子３００には
、ＡＣＳ回路２０３から得られる判定結果ａ　（ｋ）が
入力される。判定結果ａ（ｋ−２）〜ａ　（ｋ）は、乗
算器３１５〜３１７により、それぞれ、時刻ｋにおいて
推定された通信路インパルスレスポンス６０（ｋ）（３
０９）　〜Ｆｔ２（ｋ）（３１１）と乗算され、加算器
３０６によって加算される。この結果、加算器３０６の
出力には、ｋ番目の受信信号ｒ　（ｋ）のレプリカが出
力される。一方、入力端子３０１からは、遅延回路２０
４によって遅延させらた受信信号ｒ（ｋ）が入力される
。減算器３０７では、受信信号ｒ（ｋ　）と加算器３０
６の出力の誤差ε　（ｆｔ（ｋ））が演算され、プロセ
ッサ３０８に入力される。プロセッサ３０８では、適応
アルゴリズムを用いて、例えば、誤差ε　（Ｒ（ｋ））
の自乗平均が最少になるように６゜（ｋ）（３０９）〜
Ｌ（ｋ）（３１２）を更新する。適応アルゴリズムとし
て、ＬＭＳアルゴリズムを用いると、プロセッサ３０８
では、次の演算を行うことにより、Ｆｉｏ（ｋ）（３０
９）〜Ｌ（ｋ）（３１２）を更新する。

ｆｒ　ｏ（ｋ＋　ｔ　）＝　Ｆｔ　ｏ（ｋ）＋Δ・ε　
（Ｆｒ　（ｋ））　・ａ（ｋ）”１ｔ（ｋ　＋　１）＝
Ｆｚ（ｋ）＋Δ・ｔ　　（ｉ’１（ｋ））　・ａ（ｋ−
１）”ｆＩｚ（ｋ　＋１　：ｈ　Ｆｌｚ（ｋ）＋Δ・ε
（ＦＬ（ｋ））　・ａ（ｋ−２）”ここで、Δはステッ
プサイズであり、＊は共役複素を示す、プロセッサ３０
８は、以上のようにしてえられたＢｅ（ｋ＋１）〜Ｌ（
ｋ＋１）を３０９〜３１２に出力するとともに、通信路
インパルスレスポンスの推定結果として出力端子３１２
〜３１４にも出力する。このように、通信路インパルス
推定回路２０５では、最尤系列推定器の復調遅延分だけ
遅れた通信路インパルスレスポンスしか推定することが
できない。このうよな遅延分を補正するために、通信路
インパルスレスポンス推定回路２０５の出力は、通信路
インパルスレスポンス予測回路２０６に入力される。通
信路インパスレスポンス予測回路２０６は、例えば、第
４図のように、トランスバーサル型フィルタとプロセッ
サで構成することができる。

“第４図は、第３図の出力端子３１２〜３１３のうちの
１つの出力に接続される通信路インパルスレスポンス予
測回路の例である。この例では、３Ｔ先の通信路インパ
ルスレスポンスを予測する予測回路を、３タツプのトラ
ンスバーサルフィルタで構成した場合のブロック図であ
る。第４図において、４００は入力端子、４０１〜４０
３゜４０９〜４１１はシフトレジスタ、４０４〜４０６
は乗算器、４０７は加算器、４０８は減算器、４１２〜
４１４はタップ係数、４１５はプロセッサ、４１６は出
力端子である。入力端子４００には、通信路インパルス
レスポンス推定回路２０５からの出力信号Ｒｒ　（ｋ）
　（ｉ　＝０．１．２）が入力される。シフトレジスタ
４０１〜４０３には、それぞれ、過去の通信路インパル
スレスポンス推定値Ｋｌ（ｋ−１）　、　Ｆｌｉ（ｋ−
２）　、　Ｆｉ；（ｋ−３）が入っている。過去の通信
路インパルスレスポンス推定値ＦｔＩ（ｋ−１）　、　
　１（ｋ−２）　、　　ＦＬ’１（ｋ−３）は、それぞ
れ、乗算器４０４〜４０６によりタップ係数４１２〜４
１４と乗算され、加算器４０７によって加算される。加
算器４０７の出力は、３Ｔ先の通信路インパルスレスポ
ンスの予測（Ｉ　Ｔｉ　ｔ（ｋ＋３）として、出力端子
４１６に出力されるとともに、シフトレジスタ４０９に
も出力され、シフトレジスタ４０９〜４１１はシフトさ
れる。

このとき、シフトレジスタ４０９〜４１１からシフトさ
れる値は、それぞれ、過去の通信路インパルスレスポン
スの予測値π；（ｋ　＋　２）　、ｈ；（ｋ　＋１）、
ｈ；（ｋ）である。さらに、減算器４０８は、シフトレ
ジスタ４１１からの出力ｈ；（ｋ）と入力端子４００か
ら入力された通信路インパルスレスポンスの推定値Ｒ＋
（ｋ）との誤差ε　（ｈ；（ｋ））を求め、プロセッサ
４１５に出力する。ブロモ・ノサ４１５では、適応アル
ゴリズムを用いて、例えば、誤差ε　（π１（ｋ））の
自乗平均が最小になるようにタップ係数ＰＯ（ｋ）（４
１４）〜Ｐ２（ｋ）（４１２）を更新する。適応アルゴ
リズムとして、ＬＭＳアルゴリズムを用いると、プロセ
ッサ４１５では、次の演算を行うことにより、ＰＯ（ｋ
）（４１４）〜Ｐ２（ｋ）（４１２）を更新する。

Ｐ　Ｏ（ｋ　＋　１　”）＝　Ｐ　０（ｋ）＋Δ・ε　
（ｈ’＋（ｋ））・Ｆｌｒ（ｋ−１）”Ｐ、（ｋ　＋　
１）＝Ｐ、（ｋ）＋Δ・ε　（ｈ；（ｋ））・Ｅｌ　ｒ
　（ｋ−２）　”Ｐｚ（ｋ　＋　１）＝Ｐｚ（ｋ）＋Δ
・ε　（ｈｔ（ｋ））・Ｒｉ　（ｋ−３）”ここで、Δ
はステップサイズであり、＊は共役複素を示す。以上の
ように、タップ係数４１２〜４１４を更新することによ
って、過去の通信路インパルスレスポンスの推定値から
、通信路インパルスレスポンスの変化の様子を予測し、
現在の通信路インパルスを予測することが可能になる。

以上のように、過去の通信路インパルスレスポンス推定
値から現在の通信路インパルスレスポンスを予測し、予
測した値に基づいて整合フィルタ２０１、ブランチメト
リック演算回路２０２を適応的に変化させることによっ
て、最尤系列推定器内で生じる復調遅延による影響を軽
減させ、高信転度の復調を達成することができる。

（発明の効果）本発明により、通信路の変動速度が速い場合であっても
、最尤系列推定器内で生じる復調遅延の影響を軽減し、
高信軌度のデータ伝送を実現することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本願の第１の発明の詳細な説明する系統図で
ある。図において、１００は入力端子、１０１は最尤系
列推定回路、１０２に受信信号再生フィルタ、１０３は
通信路インパルスレスポンス予測回路、１０４は出力端
子である。第２図は、本願の第２の発明の原理を示す系統図である
０図において、２００は入力端子、２０１は整合フィル
タ、２０２はブランチメトリック演算回路、２０３はＡ
　ＣＳ　（Ａｄｄ＋　Ｃｏｍｐａｒｅ　ａｎｄＳｅｌｅ
ｃｔ）回路、２０４は遅延回路、２０５は受信信号再生
フィルタ、２０６は通信路インパルスレスポンス予測回
路、２０７は出力端子、２０８は受信信号再生フィルタ
制御回路である。第３図は、第２図における受信信号再生フィルタ２０５
及び受信信号再生フィルタ制御回路の実現の一例を示し
た図である。図において、３００゜３０１は入力端子、
３０２，３０３はシフトレジスタ、３１５〜３１７は乗
算器、３０６は加算器、３０７は減算器、３０８はプロ
セッサ、３０９〜３１１は推定された通信路インパルス
レスポンス、３１２〜３１４は出力端子である。第４図は、第２図における通信路インパルスレスポンス
予測回路２０６の実現の一例を示した図である。図にお
いて、４００は入力端子、４０１〜４０３．４０９〜４
１１はシフトレジスタ、４０４〜４０６は乗算器、４０
７は加算器、４０８は減算器、４１２〜４１４はタップ
係数、５はプロセッサ、６は出力端子である。代理人ツを理士本庄伸介

Claims

【特許請求の範囲】

（１）適応型最尤系列推定方式において、ａ）受信信号と予測された未来の通信路インパルスレス
ポンスとを入力とし、前記受信信号と前記予測未来通信
路インパルスレスポンスとに基づき最尤系列を推定し、
推定結果を出力する手段と、ｂ）前記推定結果と内部状
態とから受信信号レプリカを生成し、前記受信信号と前
記受信信号レプリカとの差を求め、該差が小さくなる方
向に内部状態を変化させ、該内部状態を出力する手段と
、ｃ）前記内部状態を入力して、過去の前記内部状態の
変動に基づいて未来の通信路インパルスレスポンスを予
測し、前記予測未来通信路インパルスレスポンスを出力
する手段を有することを特徴とする適応型最尤系列推定方式。
（２）ビタビアルゴリズムを用いた適応型最尤系列推定
装置において、ａ）受信信号と予測された未来の通信路インパルスレス
ポンスとを入力とする整合フィルタと、ｂ）前記予測未
来通信路インパルスレスポンスと前記整合フィルタの出
力とを入力とし、前記受信信号のブランチメトリックを
演算して出力するブランチメトリック演算回路と、ｃ）前記ブランチメトリック演算回路の出力を入力とし
、推定した結果を出力するＡＣＳ回路と、ｄ）前記受信
信号を入力とし、前記推定結果が出力されるまでの復調
時間分だけ入力信号を遅延させる遅延回路と、ｅ）前記ＡＣＳ回路の出力を入力とし、前記受信信号を
再生して出力する受信信号再生フィルタと、ｆ）前記遅延回路の出力と前記受信信号再生フィルタの
出力及び内部状態を入力とし、前記遅延回路出力と前記
受信信号再生フィルタ出力との差が小さくなるように前
記受信信号再生フィルタの内部状態を更新する受信信号
再生フィルタ制御回路と、ｇ）前記受信信号再生フィルタ制御回路の出力を入力と
し、過去の前記受信信号再生フィルタの内部状態の変動
に基づいて、ｎＴ（ｎ≧１）だけ未来の通信路インパル
スレスポンスを予測し、予測結果を前記予測未来通信路
インパルスレスポンスとして出力する通信路インパルス
レスポンス予測回路とを有することを特徴とするビタビアルゴリズムを用いた
適応型最尤系列推定装置。