JPH0511449B2 - - Google Patents
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- JPH0511449B2 JPH0511449B2 JP59237701A JP23770184A JPH0511449B2 JP H0511449 B2 JPH0511449 B2 JP H0511449B2 JP 59237701 A JP59237701 A JP 59237701A JP 23770184 A JP23770184 A JP 23770184A JP H0511449 B2 JPH0511449 B2 JP H0511449B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 31
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- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 6
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- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 5
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- 238000010187 selection method Methods 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、デイジタル伝送系のチヤネルの変動
に自己を適応させる適応形等化器の基準タツプの
最適位置を求める方法および回路、特に伝送チヤ
ネルが予じめ知られていなかつたり、時間の経過
中に変動したりする高速デイジタル伝送系用の方
法および回路に関するものである。
に自己を適応させる適応形等化器の基準タツプの
最適位置を求める方法および回路、特に伝送チヤ
ネルが予じめ知られていなかつたり、時間の経過
中に変動したりする高速デイジタル伝送系用の方
法および回路に関するものである。
本発明はデイジタルマイクロ波リンク、交換機
付き電話網を介するデータ通信、ケーブル
（Transpacタイプの特別な回路）を介するデイジ
タル伝送に適用できる。
付き電話網を介するデータ通信、ケーブル
（Transpacタイプの特別な回路）を介するデイジ
タル伝送に適用できる。
多重通路選択フエージングはデイジタル無線通
信系の容量に非常な悪影響を及ぼす。同じよう
に、ケーブルを用いるデータ伝送もひずみや符号
間干渉を生ずることが多い。斯くして、分散チヤ
ネルに現われる妨害と戦うために、受信側で伝送
されてきたデータを再生できるようにする適応手
続を実行することが必要となる。而してチヤネル
の変動に十分追従するためにはこれらの適応手続
を自動的に行なわねばならない。
信系の容量に非常な悪影響を及ぼす。同じよう
に、ケーブルを用いるデータ伝送もひずみや符号
間干渉を生ずることが多い。斯くして、分散チヤ
ネルに現われる妨害と戦うために、受信側で伝送
されてきたデータを再生できるようにする適応手
続を実行することが必要となる。而してチヤネル
の変動に十分追従するためにはこれらの適応手続
を自動的に行なわねばならない。
デイジタル伝送系の受信側に置かれる適応形等
化器は適応および判定基準に基づいて見積られた
符号を求めることにより送信機により送られてき
た符号を再生する。
化器は適応および判定基準に基づいて見積られた
符号を求めることにより送信機により送られてき
た符号を再生する。
伝送チヤネルから得られるデータxkは一般に複
素データであると考えられ、このため適応形等化
器はこの複素データの実部と虚部とを同時に処理
する必要がある。明らかに純粋に実数のデータxk
の場合はその直接の結果である。
素データであると考えられ、このため適応形等化
器はこの複素データの実部と虚部とを同時に処理
する必要がある。明らかに純粋に実数のデータxk
の場合はその直接の結果である。
便宜上、適応形等化器を二つのタイプに分け
る。
る。
− 複素データxkに由来するＮ個の遅延させられ
たサンプルにＮ個の複素係数を乗算し、こうし
て得られるＮ個の結果を一緒に加え、受信され
た信号を求める非巡回形トランスバーサルフイ
ルタ − 上述したタイプの非巡回形トランスバーサル
フイルタに加えて、巡回形分岐、即ち、等化器
に等化器の出力側に現われるＭ個の複素データ
を再び入れ、これらのＭ個のデータにＭ個の複
素系数を夫々乗算し、その後で非巡回形分岐の
Ｎ個のデータを加える分岐を設け、巡回形ルー
ブが就中非線形の判定要素を具える巡回形トラ
ンスバーサルフイルタ 適応は誤差基準と、この誤差基準を最小にする
アルゴリズムとに基づいて行なわれる。
たサンプルにＮ個の複素係数を乗算し、こうし
て得られるＮ個の結果を一緒に加え、受信され
た信号を求める非巡回形トランスバーサルフイ
ルタ − 上述したタイプの非巡回形トランスバーサル
フイルタに加えて、巡回形分岐、即ち、等化器
に等化器の出力側に現われるＭ個の複素データ
を再び入れ、これらのＭ個のデータにＭ個の複
素系数を夫々乗算し、その後で非巡回形分岐の
Ｎ個のデータを加える分岐を設け、巡回形ルー
ブが就中非線形の判定要素を具える巡回形トラ
ンスバーサルフイルタ 適応は誤差基準と、この誤差基準を最小にする
アルゴリズムとに基づいて行なわれる。
他方では、場合によつては適応形等化器の前段
にチヤネルのインパルス応答に整合させたフイル
タを設けるとよいことが知られている。しかし、
実際にはチヤネルのインパルス応答が予じめ知ら
れていないのが一般で、この整合フイルタを用い
る方法は最良のものではない。而して適応形等化
器の前段に整合フイルタを置かない場合は、等化
器の中央タツプを基準タツプとして用いるよりも
一層良い方法がある。それ故基準タツプの適応位
置を求める選択手続を適応することが望ましい。
にチヤネルのインパルス応答に整合させたフイル
タを設けるとよいことが知られている。しかし、
実際にはチヤネルのインパルス応答が予じめ知ら
れていないのが一般で、この整合フイルタを用い
る方法は最良のものではない。而して適応形等化
器の前段に整合フイルタを置かない場合は、等化
器の中央タツプを基準タツプとして用いるよりも
一層良い方法がある。それ故基準タツプの適応位
置を求める選択手続を適応することが望ましい。
チヤネルの変動に正しく適応させるためには、
２個の適応手続を同時に実行することが大切なよ
うに思われる。即ち、 −Ｎ＋Ｍ個の係数を適応させる手続と、 −適応形等化器の遅延と性能を規定する基準タツ
プの位置を適応させる手続 とである。
２個の適応手続を同時に実行することが大切なよ
うに思われる。即ち、 −Ｎ＋Ｍ個の係数を適応させる手続と、 −適応形等化器の遅延と性能を規定する基準タツ
プの位置を適応させる手続 とである。
Ｎ＋Ｍ個の係数に対して用いられる適応アルゴ
リズムは、例えば、二乗平均誤差確率論的グラジ
エント形アルゴリズムである。
リズムは、例えば、二乗平均誤差確率論的グラジ
エント形アルゴリズムである。
適応形等化器の基準タツプの位置を調整する回
路はSHAHID U.H.QURESHIの「Adjustment
of the Position of the Reference pap of an
Adaptive Equalizer」（IEEE Transactions on
Communications，第COM21巻第９号、第1046
〜1052頁、1973年９月所収）に記載されている。
SHAHID U.H.QURESHIににより発展させられ
た方法は二乗平均誤差のグラジエントを確率論的
に調整する既知の方法を用いて、基準タツプの最
適位置を求めるものである。しかし、不幸にし
て、上記論文で説明されているように、この方法
の大局的での最小（最小）への収束は保証できな
い。換言すれば、この方法は中間的な最小（極
小）への収束に関するもので、これは最適な適応
へは対応しない。従つて、適応が不完全である危
険があり、この方法の信頼性を下げている。他
方、大局的な最小（最小）へ収束する最も有利な
場合でも、この適応手続は基準タツプの位置を平
衡点の周りでふらつかせる。
路はSHAHID U.H.QURESHIの「Adjustment
of the Position of the Reference pap of an
Adaptive Equalizer」（IEEE Transactions on
Communications，第COM21巻第９号、第1046
〜1052頁、1973年９月所収）に記載されている。
SHAHID U.H.QURESHIににより発展させられ
た方法は二乗平均誤差のグラジエントを確率論的
に調整する既知の方法を用いて、基準タツプの最
適位置を求めるものである。しかし、不幸にし
て、上記論文で説明されているように、この方法
の大局的での最小（最小）への収束は保証できな
い。換言すれば、この方法は中間的な最小（極
小）への収束に関するもので、これは最適な適応
へは対応しない。従つて、適応が不完全である危
険があり、この方法の信頼性を下げている。他
方、大局的な最小（最小）へ収束する最も有利な
場合でも、この適応手続は基準タツプの位置を平
衡点の周りでふらつかせる。
本発明の第１の目的は間違なく基準タツプの位
置を最適に適応させられるようにするにある。
置を最適に適応させられるようにするにある。
本発明の第２の目的は最適位置を中心として基
準タツプの位置がふらつくのを避けるにある。
準タツプの位置がふらつくのを避けるにある。
斯くして本発明は冒頭に述べたタイプのマスタ
ー適応形等化器の基準タツプの最適位置を求める
方法および回路において、マスター適応形等化器
の動作と同時に、順次の解析期間において、 − 夫々選択アルゴリズムと適応アルゴリズムに
従つて、スレーブ適応形等化器において、基準
タツプの位置の選択と係数の適応化とを順次に
行い、 − 誤差基準に従つて、マスター適応形等化器に
より与えられる符号とスレーブ適応形等化器に
より与えられる符号とを比較し、 − 誤差基準がスレーブ適応形等化器が最良の結
果を与えていることを示す場合は、前記位置と
前記係数とをスレーブ適応形等化器からマスタ
ー適応形等化器へ移すことを特徴とする。
ー適応形等化器の基準タツプの最適位置を求める
方法および回路において、マスター適応形等化器
の動作と同時に、順次の解析期間において、 − 夫々選択アルゴリズムと適応アルゴリズムに
従つて、スレーブ適応形等化器において、基準
タツプの位置の選択と係数の適応化とを順次に
行い、 − 誤差基準に従つて、マスター適応形等化器に
より与えられる符号とスレーブ適応形等化器に
より与えられる符号とを比較し、 − 誤差基準がスレーブ適応形等化器が最良の結
果を与えていることを示す場合は、前記位置と
前記係数とをスレーブ適応形等化器からマスタ
ー適応形等化器へ移すことを特徴とする。
本発明の特徴は以下の図面についてなされる実
施例の説明から十分に理解できよう。
施例の説明から十分に理解できよう。
図面につき本発明を詳細に説明する。
本発明は下記の要素により形成される既知の構
造のマスター適応形等化器１を用いる。下記の要
素とは次のものである。即ち、 (a) Ｎ個の係数を有し、伝送チヤネル５から入つ
てくる複素数データxkを受取るトランスバーサ
ルフイルタ１１と、 (b) −Ｍ個の係数を有し、見積られた符号a^kを処
理するトランスバーサルフイルタ１３と、 −トランスバーサルフイルタ１１および１３か
ら送られてくる符号を受取り、計算された符
号yk′を生ずる加算器１２と、 −各計算された符号yk′の実部および虚部を前
に規定されたレベルと比較し、出力端子６か
ら見積られた複素符号a^kを出す判定回路１４
と、 の直列回路から成る巡回形ループと、 (c) 計算された符号yk′と見積られた符号a^kとの
間の誤差ek′（ek′＝yk′−a^k）を出す減算器１
５と である。
造のマスター適応形等化器１を用いる。下記の要
素とは次のものである。即ち、 (a) Ｎ個の係数を有し、伝送チヤネル５から入つ
てくる複素数データxkを受取るトランスバーサ
ルフイルタ１１と、 (b) −Ｍ個の係数を有し、見積られた符号a^kを処
理するトランスバーサルフイルタ１３と、 −トランスバーサルフイルタ１１および１３か
ら送られてくる符号を受取り、計算された符
号yk′を生ずる加算器１２と、 −各計算された符号yk′の実部および虚部を前
に規定されたレベルと比較し、出力端子６か
ら見積られた複素符号a^kを出す判定回路１４
と、 の直列回路から成る巡回形ループと、 (c) 計算された符号yk′と見積られた符号a^kとの
間の誤差ek′（ek′＝yk′−a^k）を出す減算器１
５と である。
確率論的グラジエントアルゴリズムによれば、
係数は次のようにして適応させられる。
係数は次のようにして適応させられる。
瞬時ｋにおいて、マスター適応形等化器はトラ
ンスバーサルフイルタ内にタツプベクトル Ck′（C0′(k)，C1′(k)，……CN′-1 (k)）T として表わされる係数を有し、巡回部内にタツプ
ベクトル Dk′（d1′(k)，d2′(k)，……dM′(k)）T として表わされる係数を有する。但し、Ｔは転置
ベクトルが含まれることを表わす。
ンスバーサルフイルタ内にタツプベクトル Ck′（C0′(k)，C1′(k)，……CN′-1 (k)）T として表わされる係数を有し、巡回部内にタツプ
ベクトル Dk′（d1′(k)，d2′(k)，……dM′(k)）T として表わされる係数を有する。但し、Ｔは転置
ベクトルが含まれることを表わす。
この時
C′k+1＝C′k−α・xk *・ek′
D′k+1＝D′k−α・A^* k-p・ek′
により上記ベクトルCk′およびDk′から夫々ベク
トルC′k+1およびD′k+1を導き出すことにより確率
論的にグラジエントアルゴリズムが得られる。但
し、瞬時ｋにおいて xk＝xk，xk-1，……，xk-N+1）T A^k-p＝（a^k-p，a^k-p-1，……，a^k-p-M+1）T (1) ek′＝C′T・xk＋D′T・A^k-p−a^k-p+1 ここで、 −星印は複素共役値を表わす。
トルC′k+1およびD′k+1を導き出すことにより確率
論的にグラジエントアルゴリズムが得られる。但
し、瞬時ｋにおいて xk＝xk，xk-1，……，xk-N+1）T A^k-p＝（a^k-p，a^k-p-1，……，a^k-p-M+1）T (1) ek′＝C′T・xk＋D′T・A^k-p−a^k-p+1 ここで、 −星印は複素共役値を表わす。
−文字ｐは瞬時ｋにおける基準タツプの位置が
次数ｐの係数であることを表わす。
次数ｐの係数であることを表わす。
−a^k-p+1はマスター適応形等化器の出力端子で
の見積られた符号である。
の見積られた符号である。
−αはアルゴリズムのステツプサイズと称され
るパラメータ（小さな正の定数）である。
るパラメータ（小さな正の定数）である。
本発明はスレーブ適応形等化器２を用い、こ
れが或る遅延時間を伴つてマスター適応形等化
器１と並列に動作し、基準タツプの最適位置を
決定できるようにすることを特徴とする。
れが或る遅延時間を伴つてマスター適応形等化
器１と並列に動作し、基準タツプの最適位置を
決定できるようにすることを特徴とする。
このスレーブ適応形等化器２は下記の要素に
より形成される。下記の要素とは即ち、 (a) Ｎ個の係数を有し、遅延させられた複素デ
ータxkを処理するトランスバーサルフイルタ
２１と、 (b) Ｍ個の係数を有し、マスター適応形等化器
から由来し、遅延させられた評価された符号
a^kを処理するトランスバーサルフイルタ２３
と、 −トランスバーサルフイルタ２１および２３
からデータを受取り、計算された符号yk″
を出す加算器２２と を具える巡回部と、 (c) 計算された符号yk″と見積られた符号a^kと
の間の誤差ek″（ek″＝yk″−a^k）を生ずる減
算器２５と である。
より形成される。下記の要素とは即ち、 (a) Ｎ個の係数を有し、遅延させられた複素デ
ータxkを処理するトランスバーサルフイルタ
２１と、 (b) Ｍ個の係数を有し、マスター適応形等化器
から由来し、遅延させられた評価された符号
a^kを処理するトランスバーサルフイルタ２３
と、 −トランスバーサルフイルタ２１および２３
からデータを受取り、計算された符号yk″
を出す加算器２２と を具える巡回部と、 (c) 計算された符号yk″と見積られた符号a^kと
の間の誤差ek″（ek″＝yk″−a^k）を生ずる減
算器２５と である。
スレーブ適応形等化器に入る複素データxkと見
積られた符号a^kとは夫々第１の遅延装置３１およ
び第２の遅延装置３２により遅延させられる。
積られた符号a^kとは夫々第１の遅延装置３１およ
び第２の遅延装置３２により遅延させられる。
マスター適応形等化器と対照的に、スレーブ適
応形等化器は巡回部自体内には判定要素を有しな
い。実際に、マスター適応形等化器は伝送チヤネ
ルの変動に従つて動作する等化器である。見積ら
れた符号a^kは非常に高い確率で伝送される符号で
ある。上述した選択手続きにより且つ後述するよ
うに、スレーブ適応形等化器は最適位置をサーチ
する第１の段階においては可成り誤つているサン
プルを出力する。手続が迅速に収束するために
は、マスター適応形等化器により生じた見積られ
た符号a^kを用い、スレーブ適応形等化器の巡回部
内に配置された判定要素によらないようにするこ
とが望ましい。
応形等化器は巡回部自体内には判定要素を有しな
い。実際に、マスター適応形等化器は伝送チヤネ
ルの変動に従つて動作する等化器である。見積ら
れた符号a^kは非常に高い確率で伝送される符号で
ある。上述した選択手続きにより且つ後述するよ
うに、スレーブ適応形等化器は最適位置をサーチ
する第１の段階においては可成り誤つているサン
プルを出力する。手続が迅速に収束するために
は、マスター適応形等化器により生じた見積られ
た符号a^kを用い、スレーブ適応形等化器の巡回部
内に配置された判定要素によらないようにするこ
とが望ましい。
選択手続は下記のように進行する。所定の瞬時
において、マスター適応形等化器１は伝送チヤネ
ル５の変動を追う正規の動作モードにあり、基準
タツプの位置決めは選択回路５０を介してスレー
ブ適応形等化器２に割当てられているとする。ス
レーブ適応形等化器はＮ個のタツプを有するか
ら、基準タツプの位置決めは、例えば、順次に第
１の位置から第Ｎ番目の位置を選ぶことにより行
なわれる。代りに先ず中心タツプを基準タツプと
仮定し、そこから一方および他方へ動くことによ
り行なうことができる。このようにして、Ｎを７
タツプに等しいとすると、基準タツプの位置に第
４番目のタツプに対応する位置を割当て、その後
で一つづつ第３番目のタツプと第５番目のタツプ
またはその逆を試み、その後で第２番目のタツプ
と第６番目のタツプまたはその逆を試み、これを
続ける。この代りに現在マスター適応形等化器で
用いられている基準タツプの位置からスタート
し、同じように順次に選択してゆくこともでき
る。
において、マスター適応形等化器１は伝送チヤネ
ル５の変動を追う正規の動作モードにあり、基準
タツプの位置決めは選択回路５０を介してスレー
ブ適応形等化器２に割当てられているとする。ス
レーブ適応形等化器はＮ個のタツプを有するか
ら、基準タツプの位置決めは、例えば、順次に第
１の位置から第Ｎ番目の位置を選ぶことにより行
なわれる。代りに先ず中心タツプを基準タツプと
仮定し、そこから一方および他方へ動くことによ
り行なうことができる。このようにして、Ｎを７
タツプに等しいとすると、基準タツプの位置に第
４番目のタツプに対応する位置を割当て、その後
で一つづつ第３番目のタツプと第５番目のタツプ
またはその逆を試み、その後で第２番目のタツプ
と第６番目のタツプまたはその逆を試み、これを
続ける。この代りに現在マスター適応形等化器で
用いられている基準タツプの位置からスタート
し、同じように順次に選択してゆくこともでき
る。
適応のためにはスレーブ適応形等化器はマスタ
ー適応形等化器の見積られた符号a^kを用いる。こ
こで基準タツプの位置として同時にスレーブ適応
形等化器およびマスター適応形等化器で極端なケ
ースを考えると、次のような極端な状況に到る。
スレーブ適応形等化器についてはｑ＝１で、マス
ター適応形等化器ではｐ＝Ｎとし、スレーブ適応
形等化器については式(1)に類似する式が成立する
とする（ｑはこの場合にｐに代わるものである）
と、明らかにスレーブ適応形等化器は自己を適応
させるのにサンプルa^kを必要とし、式(1)によれ
ば、マスター適応形等化器はその瞬時にサンプル
a^k-N+1を与える。これを考慮に入れると、Ｌ≧Ｎ
−１符号期間のような遅延が必要なように見え
る。このようにして、第１の遅延装置３１はこの
場合Ｌ＝Ｎ−１符号期間に選ばれた遅延を生ず
る。
ー適応形等化器の見積られた符号a^kを用いる。こ
こで基準タツプの位置として同時にスレーブ適応
形等化器およびマスター適応形等化器で極端なケ
ースを考えると、次のような極端な状況に到る。
スレーブ適応形等化器についてはｑ＝１で、マス
ター適応形等化器ではｐ＝Ｎとし、スレーブ適応
形等化器については式(1)に類似する式が成立する
とする（ｑはこの場合にｐに代わるものである）
と、明らかにスレーブ適応形等化器は自己を適応
させるのにサンプルa^kを必要とし、式(1)によれ
ば、マスター適応形等化器はその瞬時にサンプル
a^k-N+1を与える。これを考慮に入れると、Ｌ≧Ｎ
−１符号期間のような遅延が必要なように見え
る。このようにして、第１の遅延装置３１はこの
場合Ｌ＝Ｎ−１符号期間に選ばれた遅延を生ず
る。
同じような理由で、基準タツプの位置が極端で
ない位置にある場合に、第２の遅延装置３２によ
り表わされる付加的遅延を与えることを必要とす
る。この遅延は基準タツプの２個の位置の夫々の
場所に関連して変わる。
ない位置にある場合に、第２の遅延装置３２によ
り表わされる付加的遅延を与えることを必要とす
る。この遅延は基準タツプの２個の位置の夫々の
場所に関連して変わる。
この遅延L′は次のようにして決まる。即ち、瞬
時ｋにおいて遅延装置３２が入力側にサンプル
a^k-p、出力側にa^k-p-L′を有する。同じように、
スレーブ適応形等化器の巡回部は入力側にサンプ
ルA(k-L)-qを有する。それ故必要なことはスレー
ブ適応形等化器に加えられる２個のサンプルのサ
フイツクスを等しくすることである。即ち、 ｋ−ｐ−L′＝ｋ−Ｌ−ｑ (2) またはL′＝Ｌ＋ｑ−ｐ 遅延L′はｐ＝21でｑ＝ＮすなわちL′＝Ｌ＋Ｎ
−１の時最大になり、ｐ＝Ｎでｑ＝１即ちL′＝
Ｌ＋Ｎ−１の時最小になる。そしてＬ＝Ｎ−１
の時は次の条件がある。
時ｋにおいて遅延装置３２が入力側にサンプル
a^k-p、出力側にa^k-p-L′を有する。同じように、
スレーブ適応形等化器の巡回部は入力側にサンプ
ルA(k-L)-qを有する。それ故必要なことはスレー
ブ適応形等化器に加えられる２個のサンプルのサ
フイツクスを等しくすることである。即ち、 ｋ−ｐ−L′＝ｋ−Ｌ−ｑ (2) またはL′＝Ｌ＋ｑ−ｐ 遅延L′はｐ＝21でｑ＝ＮすなわちL′＝Ｌ＋Ｎ
−１の時最大になり、ｐ＝Ｎでｑ＝１即ちL′＝
Ｌ＋Ｎ−１の時最小になる。そしてＬ＝Ｎ−１
の時は次の条件がある。
(3) ０≦L′≦２（Ｎ−１）
マスター適応形等化器で用いられたのと類似
した態様で、スレーブ適応形等化器の係数は確
率論的グラジエント法により適応させられる。
した態様で、スレーブ適応形等化器の係数は確
率論的グラジエント法により適応させられる。
トランスバーサルフイルタの係数は次式で与
えられる。
えられる。
C″k＝（C0″(k)，C1″(k)，……，C″N-1 (k)）T
巡回形フイルタの係数は次式で与えられる。
Dk″＝（d1″(k)，d2″(k)，……，dM″(k)）T
これらは次式で伝送チヤネルの変動に適応さ
せられる。
せられる。
C″k+1＝Ck″−β・* k-N+1・ek″
D″k+1＝Dk″−β・A^* k-q-N・ek″
ここでx* k-N+1およびA^* k-q-Nはマスター適応
形等化器におけるように定義され、βは前述し
たパラメータαに類似するパラメーターであ
り、字ｑは瞬時ｋにおける基準タツプの位置が
次数ｑの係数であることを示し、ek″は次式で
定義される。
形等化器におけるように定義され、βは前述し
たパラメータαに類似するパラメーターであ
り、字ｑは瞬時ｋにおける基準タツプの位置が
次数ｑの係数であることを示し、ek″は次式で
定義される。
(4) ek″＝C″T・xk-N+1＋D″T
・A^k-q-N+1−a^k-q-N+2
本発明の範囲を免脱せずに代りに他の係数適
応アルゴリズムを用いることもできる。
応アルゴリズムを用いることもできる。
適応は符号期間Ｔのｋ倍を表す時間間隔Ｋ・
Ｔ中に行なわれる。そしてこの時間間隔の終り
において、係数が収束し、マスター適応形等化
器により生ずる誤差ek′およびスレーブ適応形
等化器により生ずる誤差ek″の処理が始まる。
Ｔ中に行なわれる。そしてこの時間間隔の終り
において、係数が収束し、マスター適応形等化
器により生ずる誤差ek′およびスレーブ適応形
等化器により生ずる誤差ek″の処理が始まる。
時間間隔Ｋ・Ｔの終りにおいて、計算回路６
０がＪ個の順次の符号に亘る誤差ek′および
ek″の二乗平均値を計算し始める。
０がＪ個の順次の符号に亘る誤差ek′および
ek″の二乗平均値を計算し始める。
Ｅ（｜ek′｜2）＝１／ＪJ
〓j=1
｜ek′+j｜2
Ｅ（｜ek″｜2）＝１／ＪJ
〓j=1
｜e″k+j｜2
計算回路６０はこれらの２個の二乗平均値Ｅ
（｜ek′｜2）およびＥ（｜ek″｜2）の比較も行な
い、制御信号７を伝達回路４０に与える。
（｜ek′｜2）およびＥ（｜ek″｜2）の比較も行な
い、制御信号７を伝達回路４０に与える。
−Ｅ（｜ek′｜2）≦Ｅ（｜ek″｜2）であれば、マ
スター適応形等化器の基準タツプの位置を修
正しない。
スター適応形等化器の基準タツプの位置を修
正しない。
−Ｅ（｜ek′｜2）＞Ｅ（｜ek″｜2）であれば、基
準タツプの位置および係数をスレーブ適応形
等化器からマスター適応形等化器に移す。
準タツプの位置および係数をスレーブ適応形
等化器からマスター適応形等化器に移す。
期間Ｊ・Ｔの終りにおいて、選択回路５０は
スレーブ適応形等化器に選択基準に従つて基準
タツプの次の位置を移し、各新規の基準タツプ
の位置につき上述したテストと伝達手段を繰返
す。スレーブ適応形等化器に新しい位置が課さ
れる度毎に、係数は再初期化される。即ち、基
準タツプとして選ぶ係数は１にセツトされ、Ｎ
−１およびＭ個の他の係数は全てに０にセツト
される。基準タツプの選択はＮ個の係数を越え
る時だけ行なわれる。適応手続は期間Ｋ・Ｊ中
進行し、その後で期間Ｊ・Ｔ中誤差計算手続が
続き、それが終つた時係数の変化が行なわれ
る。
スレーブ適応形等化器に選択基準に従つて基準
タツプの次の位置を移し、各新規の基準タツプ
の位置につき上述したテストと伝達手段を繰返
す。スレーブ適応形等化器に新しい位置が課さ
れる度毎に、係数は再初期化される。即ち、基
準タツプとして選ぶ係数は１にセツトされ、Ｎ
−１およびＭ個の他の係数は全てに０にセツト
される。基準タツプの選択はＮ個の係数を越え
る時だけ行なわれる。適応手続は期間Ｋ・Ｊ中
進行し、その後で期間Ｊ・Ｔ中誤差計算手続が
続き、それが終つた時係数の変化が行なわれ
る。
選択回路５０は、例えば、シフトレジスタとす
ることができる。
ることができる。
遅延ＬがＬ＝Ｍ−１に固定されている場合は式
(3)で、一般の場合は式(2)で与えられる遅延L′の新
しい値は、伝達回路４０により決まり、この伝達
回路４０は、これにより伝達された基準タツプの
最適位置に基づいて遅延の新しい値を第２の遅延
装置３２に伝達する。第２の遅延装置３２は、例
えば、直列入力、並列出力で長さがＬ＋Ｎ−１の
シフトレジスタとデマルチプレクサ回路とするこ
とができる。
(3)で、一般の場合は式(2)で与えられる遅延L′の新
しい値は、伝達回路４０により決まり、この伝達
回路４０は、これにより伝達された基準タツプの
最適位置に基づいて遅延の新しい値を第２の遅延
装置３２に伝達する。第２の遅延装置３２は、例
えば、直列入力、並列出力で長さがＬ＋Ｎ−１の
シフトレジスタとデマルチプレクサ回路とするこ
とができる。
こうしてＮ個の位置が調べられ終り、最適位置
の選択が本発明の原理に従つてマスター適応形等
化器に移され終つた時、前述したスレーブ適応形
等化器の基準タツプを選択する手続が完全にまた
は部分的に繰返され、常に発展中の伝送チヤネル
の特性に一層良く適応させられた新しい最適位置
を定める。
の選択が本発明の原理に従つてマスター適応形等
化器に移され終つた時、前述したスレーブ適応形
等化器の基準タツプを選択する手続が完全にまた
は部分的に繰返され、常に発展中の伝送チヤネル
の特性に一層良く適応させられた新しい最適位置
を定める。
基準タツプの位置をずらすと等化器の出力側に
伝送された符号を得る時の遅延が変わる。備えを
しておかないと、マスター適応形等化器の基準タ
ツプが左にシフトする度毎に１個の符号が失なわ
れ、右にシフトする度毎に符号が繰返されること
になる。本発明によれば、この問題は次のように
して克服される。左へのシフトの時に普通ならば
失なわれるであろう符号をスレーブ適応形等化器
の出力側で再生し、基準タツプが右へシフトさら
れる度毎にスレーブ適応形等化器の最初の決定を
無視することにより符号の反復を除くことができ
る。
伝送された符号を得る時の遅延が変わる。備えを
しておかないと、マスター適応形等化器の基準タ
ツプが左にシフトする度毎に１個の符号が失なわ
れ、右にシフトする度毎に符号が繰返されること
になる。本発明によれば、この問題は次のように
して克服される。左へのシフトの時に普通ならば
失なわれるであろう符号をスレーブ適応形等化器
の出力側で再生し、基準タツプが右へシフトさら
れる度毎にスレーブ適応形等化器の最初の決定を
無視することにより符号の反復を除くことができ
る。
スレーブ適応形等化器はマスター適応形等化器
と同じ速度で動作する必要はない。一層低い速度
で動作することもでき、この時は複雑にしないで
装置を作れる。その場合スレーブ適応形等化器は
Ｒ個の符号（REN）の中の一つの符号だけを処
理する。こうすると収束手続か繰返しの数、従つ
て、考慮に入れる符号の数の関数であるからマス
ター適応形等化器の収束もスピードが落ちる。同
じように、２個の誤差｜ek′+j｜2および｜e″k+j｜2
間の比較を行なう時間も比例して長くなる。
と同じ速度で動作する必要はない。一層低い速度
で動作することもでき、この時は複雑にしないで
装置を作れる。その場合スレーブ適応形等化器は
Ｒ個の符号（REN）の中の一つの符号だけを処
理する。こうすると収束手続か繰返しの数、従つ
て、考慮に入れる符号の数の関数であるからマス
ター適応形等化器の収束もスピードが落ちる。同
じように、２個の誤差｜ek′+j｜2および｜e″k+j｜2
間の比較を行なう時間も比例して長くなる。
第１図はマスタースレーブ適応形等化回路の概
略のブロツク図、第２図はマスター適応形等化器
のブロツク図、第３図はスレーブ適応形等化器の
ブロツク図である。 １……スレーブ適応形等化器、２……スレーブ
適応形等化器、５……伝送チヤネル、６……出力
端子、７……制御信号、１１……トランスバーサ
ルフイルタ、１２……加算器、１３……トランス
バーサルフイルタ、１４……判定回路、１５……
減算器、２１……トランスバーサルフイルタ、２
２……加算器、２３……トランスバーサルフイル
タ、２５……減算器、３１……第１の遅延装置、
３２……第２の遅延装置、４０……伝達回路、５
０……選択回路、６０……計算回路。
略のブロツク図、第２図はマスター適応形等化器
のブロツク図、第３図はスレーブ適応形等化器の
ブロツク図である。 １……スレーブ適応形等化器、２……スレーブ
適応形等化器、５……伝送チヤネル、６……出力
端子、７……制御信号、１１……トランスバーサ
ルフイルタ、１２……加算器、１３……トランス
バーサルフイルタ、１４……判定回路、１５……
減算器、２１……トランスバーサルフイルタ、２
２……加算器、２３……トランスバーサルフイル
タ、２５……減算器、３１……第１の遅延装置、
３２……第２の遅延装置、４０……伝達回路、５
０……選択回路、６０……計算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ マスター適応形等化器の基準タツプの最適位
置を求める方法であつて、このマスター適応形等
化器が使用される係数の組を修正することによ
り、一般に複素数であるデータXKを伝送するた
めのデイジタル系のチヤネルの変動に自己を適応
させて送られてきた符号を求める最適位置を求め
る方法において、マスター適応形等化器の動作と
同時に、順次の解析期間において、 − 夫々選択アルゴリズムと適応アルゴリズムに
従つて、スレーブ適応形等化器において、基準
タツプの位置の選択と係数の適応化とを順次に
行い、 − 誤差基準に従つて、マスター適応形等化器に
より与えられる符号とスレーブ適応形等化器に
より与えられる符号とを比較し、 − 誤差基準がスレーブ適応形等化器が最良の結
果を与えていることを示す場合には、前記位置
と前記係数とをスレーブ適応形等化器からマス
ター適応形等化器へ移す ことを特徴とする最適位置を求める方法。 ２ スレーブ適応形等化器の係数についての適応
アルゴリズムを二乗平均誤差についての確率論的
グラジエントアルゴリズムとすることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の最適位置を求める
方法。 ３ スレーブ適応形等化器の基準タツプの位置を
選択するための選択アルゴリズムが可能な位置を
一つ一つ順次に選択することから成ることを特徴
とする特許請求の範囲第１項または第２項記載の
最適位置を求める方法。 ４ 誤差基準を定め且つ利用するために、 − 送られてきた符号が計算された符号yK′から
判定操作の後に得られる見積られた符号aKであ
ると定められ、両者の符号がいずれもマスター
等化器により作られるが、その時の誤差 eK′＝yK′−a^K を求め、 − スレーブ適応形等化器の計算された符号yK″
とマスター適応形等化器により見積もられた符
号a^Kとの間の誤差 eK″＝yK″−a^Kを求め、 − 夫々の二乗平均値Ｅ（｜eK′｜2）およびＥ（｜
eK″｜2）を比較することによりこれらの誤差
eK′とeK″とを比較し、 − Ｅ（｜eK″｜2）＜Ｅ（｜eK′｜2）であれば、そ
の時の基準タツプの位置と求められた係数とを
スレーブ適応形等化器からマスター適応形等化
器へ移す ことを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第３
項のいずれかに記載の最適位置を求める方法。 ５ マスター適応形等化器の基準タツプの最適位
置を求める装置であつて、伝送チヤネルから到来
する複数データXKを受けて出力端子から見積ら
れた符号aKと、この見積られた符号a^Kおよび計算
された符号yK′との間の誤差eK′を出すマスター適
応形等化器を具えるものにおいて、 − 夫々複素データXKおよび見積られた符号a^K
に働きかけ、一方がＬ≧Ｎ−１のように選ばれ
た遅延を発生し、他方が伝達回路により定まる
遅延を有する第１および第２の遅延装置と、 − 基準タツプの位置が選択回路により順次に選
ばれ、遅延させられた複素データXKと遅延さ
せられた見積られた符号a^Kとを受け、これらの
遅延が夫々第１および第２の遅延装置により生
じるようにしたスレーブ適応形等化器 とをそれぞれ更に具えることを特徴とする最適位
置を求める装置。 ６ デイジタル伝達装置に用いる適応形等化装置
であつて、 − マスター適応形等化器の基準タツプの最適位
置を求める装置と、 − 伝送チヤネルから来る複素データXKを受け
て出力端子から見積られたa^Kと、この見積られ
た符号a^Kおよび計算された符号yK′との間の誤
差eK′を出すマスター適応形等化器と を具えるものにおいて、 − 夫々複素データXKおよび見積られた符号a^K
に働きかけ、一方がＬ≧Ｎ−１のように選ばれ
た遅延を発生し、他方が伝達回路により定まる
データを発生する第１および第２の遅延装置
と、 − 基準タツプの位置が選択回路により順次に選
ばれ、遅延させられた複素データXKと遅延さ
せられた見積られた符号aKとを受け、これらの
遅延が夫々第１および第２の遅延装置により生
じ、第２の遅延装置により遅延させられたマス
ター適応形等化器の見積られた符号a^Kと、自己
の計算された符号yK″との間の誤差 eK″＝yK″−a^K を生ずるスレーブ適応形等化器と、 − 誤差信号eK″およびeK′を受け、それらの二
乗平均値を求め、それらを互いに比較し、比較
制御信号を出力する計算回路と、 − 計算回路から来る比較制御信号の制御の下で
スレーブ適応形等化器の係数の組をマスター適
応形等化器に送り、実施すべき遅延の値を第２
の遅延装置に与える伝達回路と を具えることを特徴とするデイジタル伝達装置に
用いる適応形等化装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8318027 | 1983-11-14 | ||
| FR8318027A FR2554996B1 (fr) | 1983-11-14 | 1983-11-14 | Procede et dispositif pour la determination de la position optimale du coefficient de reference d'un egaliseur adaptatif |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60117827A JPS60117827A (ja) | 1985-06-25 |
| JPH0511449B2 true JPH0511449B2 (ja) | 1993-02-15 |
Family
ID=9294059
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59237701A Granted JPS60117827A (ja) | 1983-11-14 | 1984-11-13 | 最適位置を求める方法および回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4633482A (ja) |
| EP (1) | EP0146979B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60117827A (ja) |
| AU (1) | AU575517B2 (ja) |
| CA (1) | CA1214224A (ja) |
| DE (1) | DE3473107D1 (ja) |
| FR (1) | FR2554996B1 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4843583A (en) * | 1985-10-15 | 1989-06-27 | Rockwell International Corporation | Nonlinear adaptive filter |
| GB2214386A (en) * | 1988-01-08 | 1989-08-31 | Philips Electronic Associated | Signal equaliser |
| DE69226130T2 (de) * | 1991-04-23 | 1999-02-11 | Philips Electronics N.V., Eindhoven | Halbrekursiver adaptiver Entzerrer |
| CA2076997C (en) * | 1991-09-30 | 1996-12-10 | James C. Baker | Apparatus and method for adaptively filtering a time-varying signal using multiple filtering algorithms |
| US5267266A (en) * | 1992-05-11 | 1993-11-30 | Bell Communications Research, Inc. | Fast converging adaptive equalizer using pilot adaptive filters |
| US5648987A (en) * | 1994-03-24 | 1997-07-15 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Rapid-update adaptive channel-equalization filtering for digital radio receivers, such as HDTV receivers |
| US6049574A (en) * | 1998-04-17 | 2000-04-11 | Trustees Of Tufts College | Blind adaptive equalization using cost function that measures dissimilarity between the probability distributions of source and equalized signals |
| FR2799074A1 (fr) * | 1999-09-28 | 2001-03-30 | Koninkl Philips Electronics Nv | Dispositif de recuperation du rythme d'horloge utilisant un egaliseur fixe |
| US7486722B2 (en) | 2001-04-18 | 2009-02-03 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Bandwidth efficient cable network modem |
| US20050163208A1 (en) * | 2004-01-27 | 2005-07-28 | Crestcom, Inc. | Equalized signal path with predictive subtraction signal and method therefor |
| US20050163205A1 (en) * | 2004-01-27 | 2005-07-28 | Crestcom, Inc. | Equalized signal path with predictive subtraction signal and method therefor |
| US7469491B2 (en) * | 2004-01-27 | 2008-12-30 | Crestcom, Inc. | Transmitter predistortion circuit and method therefor |
| US7099399B2 (en) * | 2004-01-27 | 2006-08-29 | Crestcom, Inc. | Distortion-managed digital RF communications transmitter and method therefor |
| US7342976B2 (en) * | 2004-01-27 | 2008-03-11 | Crestcom, Inc. | Predistortion circuit and method for compensating A/D and other distortion in a digital RF communications transmitter |
| US7430248B2 (en) * | 2004-01-27 | 2008-09-30 | Crestcom, Inc. | Predistortion circuit and method for compensating nonlinear distortion in a digital RF communications transmitter |
| AU2007243937B2 (en) | 2006-01-12 | 2011-03-17 | Agere Systems Inc. | Receiver employing non-pilot reference channels for equalizing a received signal |
| US20080069197A1 (en) * | 2006-09-20 | 2008-03-20 | Agere Systems Inc. | Equalizer for equalizing multiple received versions of a signal |
| US20080075159A1 (en) * | 2006-09-21 | 2008-03-27 | Uwe Sontowski | Receiver having multiple stages of equalization with tap coefficient copying |
| US7724840B2 (en) * | 2006-12-19 | 2010-05-25 | Crestcom, Inc. | RF transmitter with predistortion and method therefor |
| US7813422B2 (en) * | 2007-02-23 | 2010-10-12 | Agere Systems Inc. | Adaptive equalizer with tap coefficient averaging |
| US20080285640A1 (en) * | 2007-05-15 | 2008-11-20 | Crestcom, Inc. | RF Transmitter With Nonlinear Predistortion and Method Therefor |
| US9160459B2 (en) | 2011-12-07 | 2015-10-13 | Nec Corporation | Equalization signal processor, optical receiver including the same, and method for equalization signal processing |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3390336A (en) * | 1966-01-24 | 1968-06-25 | Cardion Electronics Inc | Apparatus and method for converting an input wave signal using adaptive network adjusted to time inverse of translating channel |
| US3727153A (en) * | 1971-06-30 | 1973-04-10 | Ibm | Automatic equalizer using recirculation |
| BE793458A (fr) * | 1971-12-30 | 1973-06-28 | Philips Nv | Dispositif d'egalisation automatique |
| US4047013A (en) * | 1975-07-09 | 1977-09-06 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for fast determination of initial transversal equalizer coefficient values |
| US4021738A (en) * | 1976-03-01 | 1977-05-03 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive equalizer with fast convergence properties |
| FR2478914B1 (fr) * | 1980-03-19 | 1986-01-31 | Ibm France | Procede et dispositif pour l'ajustement initial de l'horloge d'un recepteur de donnees synchrone |
| DE3173567D1 (de) * | 1980-09-24 | 1986-03-06 | Toshiba Kk | Transversal equalizer |
| JPS57119918U (ja) * | 1981-01-20 | 1982-07-26 |
-
1983
- 1983-11-14 FR FR8318027A patent/FR2554996B1/fr not_active Expired
-
1984
- 1984-11-12 DE DE8484201629T patent/DE3473107D1/de not_active Expired
- 1984-11-12 EP EP84201629A patent/EP0146979B1/fr not_active Expired
- 1984-11-13 AU AU35375/84A patent/AU575517B2/en not_active Ceased
- 1984-11-13 JP JP59237701A patent/JPS60117827A/ja active Granted
- 1984-11-14 US US06/671,381 patent/US4633482A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-11-14 CA CA000467812A patent/CA1214224A/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3473107D1 (en) | 1988-09-01 |
| EP0146979B1 (fr) | 1988-07-27 |
| US4633482A (en) | 1986-12-30 |
| EP0146979A1 (fr) | 1985-07-03 |
| FR2554996A1 (fr) | 1985-05-17 |
| AU3537584A (en) | 1985-05-23 |
| JPS60117827A (ja) | 1985-06-25 |
| FR2554996B1 (fr) | 1986-02-28 |
| AU575517B2 (en) | 1988-07-28 |
| CA1214224A (en) | 1986-11-18 |
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