JPH03234110A - 周波数特性可変回路 - Google Patents
周波数特性可変回路Info
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- JPH03234110A JPH03234110A JP2028372A JP2837290A JPH03234110A JP H03234110 A JPH03234110 A JP H03234110A JP 2028372 A JP2028372 A JP 2028372A JP 2837290 A JP2837290 A JP 2837290A JP H03234110 A JPH03234110 A JP H03234110A
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- transistor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 18
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 229920000136 polysorbate Polymers 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/46—One-port networks
- H03H11/48—One-port networks simulating reactances
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/02—Analogue recording or reproducing
- G11B20/06—Angle-modulation recording or reproducing
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B7/00—Recording or reproducing by optical means, e.g. recording using a thermal beam of optical radiation by modifying optical properties or the physical structure, reproducing using an optical beam at lower power by sensing optical properties; Record carriers therefor
- G11B7/08—Disposition or mounting of heads or light sources relatively to record carriers
- G11B7/09—Disposition or mounting of heads or light sources relatively to record carriers with provision for moving the light beam or focus plane for the purpose of maintaining alignment of the light beam relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following
- G11B7/0941—Methods and circuits for servo gain or phase compensation during operation
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、周波数特性可変回路に関し、特に光学式円板
記録再生機器等のサーボ回路の位相補償に用いて好適な
IC(集積回路)化を容易にした周波数特性可変回路に
関する。
記録再生機器等のサーボ回路の位相補償に用いて好適な
IC(集積回路)化を容易にした周波数特性可変回路に
関する。
本発明の周波数特性可変回路は、一対のダイオード接合
と差動増幅用トランジスタから成る電流マルチプライヤ
と、コンデンサを反転入力端子に接続した演算増幅器と
を有し、電流マルチプライヤの乗数を可変することによ
り周波数特性が可変できると共に、IC化が容易になる
ことを特徴とする。
と差動増幅用トランジスタから成る電流マルチプライヤ
と、コンデンサを反転入力端子に接続した演算増幅器と
を有し、電流マルチプライヤの乗数を可変することによ
り周波数特性が可変できると共に、IC化が容易になる
ことを特徴とする。
従来、例えば実開昭63−6516号公報に記載されて
いる如く、時定数をスイッチング回路により選択するよ
うにした位相補償回路が知られている。
いる如く、時定数をスイッチング回路により選択するよ
うにした位相補償回路が知られている。
すなわち、第5図の従来の周波数特性可変回路の一例を
示す回路図において、フォトディテクタ1から電流/電
圧変換器2を介してフォーカスエラーアンプ3に供給さ
れる信号を演算増幅器4の非反転入力端子に印加し、電
圧/電流変換器5を通じてフォーカスコイル6を駆動す
ると共に、位相補償回路(周波数特性可変回路)7の時
定数回路素子R,、C,および時定数回路素子R,、C
2を制御端子C7の制御信号に応じて選択するように構
成されている。なお、■vl乃至IV2はそれぞれイン
バータである。
示す回路図において、フォトディテクタ1から電流/電
圧変換器2を介してフォーカスエラーアンプ3に供給さ
れる信号を演算増幅器4の非反転入力端子に印加し、電
圧/電流変換器5を通じてフォーカスコイル6を駆動す
ると共に、位相補償回路(周波数特性可変回路)7の時
定数回路素子R,、C,および時定数回路素子R,、C
2を制御端子C7の制御信号に応じて選択するように構
成されている。なお、■vl乃至IV2はそれぞれイン
バータである。
しかしながら、従来の位相補償回路において、応答周波
数をIKHz(コンパクトディスクプレーヤ)と2KH
z(レーザーディスクプレーヤ)の間で切り換える場合
、コンデンサC+(またはCm)の容量は0.1μF程
度となり、位相補償回路を容易にIC化できない欠点が
あった。
数をIKHz(コンパクトディスクプレーヤ)と2KH
z(レーザーディスクプレーヤ)の間で切り換える場合
、コンデンサC+(またはCm)の容量は0.1μF程
度となり、位相補償回路を容易にIC化できない欠点が
あった。
従って、本発明の目的は前記欠点を改良すると共に、温
度変化に対して周波数特性を安定化した周波数特性可変
回路を提供することにある。
度変化に対して周波数特性を安定化した周波数特性可変
回路を提供することにある。
本発明の周波数特性可変回路は、一対のトランジスタ及
び定電流源を含む差動増幅器と、前記差動増幅器の一対
のトランジスタの各ベースと所定電位点との間に順方向
に接続された一対のダイオード接合とを有し、入力端子
に供給された入力電圧を入力電流に変換した互いに逆相
の一対の電流をバイアス電流に重畳して前記一対のダイ
オード接合にそれぞれ流し、このダイオード接合に生じ
る電圧降下により前記差動増幅器の一対のトランジスタ
の各ベースを駆動し、前記差動増幅器の一方のトランジ
スタのコレクタに前記入力電流が前記定電流源の電流と
前記バイアス電流との比により乗算された出力電流を出
力し、出力端子に接続した負荷抵抗器に前記出力電流に
比例した出力電圧を発生するように構成され、前記定電
流源の電流とバイアス電流との比及び前記負荷抵抗器の
抵抗値により定まる乗数Mを有する電流マルチプライヤ
と、基準電位点に接続した非反転入力端子、反転入力端
子及び出力端子を有する演算増幅器と、前記電流マルチ
プライヤの出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子と
の間に接続されたコンデンサと、前記電流マルチプライ
ヤの入力端子と前記演算増幅器の反転入力端子との間に
接続された第1のインピーダンス素子と、前記演算増幅
器の反転入力端子と出力端子との間に接続された第2の
インピーダンス素子とから成り、前記マルチプライヤの
乗数Mを可変するように構成される。
び定電流源を含む差動増幅器と、前記差動増幅器の一対
のトランジスタの各ベースと所定電位点との間に順方向
に接続された一対のダイオード接合とを有し、入力端子
に供給された入力電圧を入力電流に変換した互いに逆相
の一対の電流をバイアス電流に重畳して前記一対のダイ
オード接合にそれぞれ流し、このダイオード接合に生じ
る電圧降下により前記差動増幅器の一対のトランジスタ
の各ベースを駆動し、前記差動増幅器の一方のトランジ
スタのコレクタに前記入力電流が前記定電流源の電流と
前記バイアス電流との比により乗算された出力電流を出
力し、出力端子に接続した負荷抵抗器に前記出力電流に
比例した出力電圧を発生するように構成され、前記定電
流源の電流とバイアス電流との比及び前記負荷抵抗器の
抵抗値により定まる乗数Mを有する電流マルチプライヤ
と、基準電位点に接続した非反転入力端子、反転入力端
子及び出力端子を有する演算増幅器と、前記電流マルチ
プライヤの出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子と
の間に接続されたコンデンサと、前記電流マルチプライ
ヤの入力端子と前記演算増幅器の反転入力端子との間に
接続された第1のインピーダンス素子と、前記演算増幅
器の反転入力端子と出力端子との間に接続された第2の
インピーダンス素子とから成り、前記マルチプライヤの
乗数Mを可変するように構成される。
また、本発明の周波数特性可変回路は、電流マルチプラ
イヤの負荷抵抗器の抵抗値を可変して周波数特性を可変
するように構成される。
イヤの負荷抵抗器の抵抗値を可変して周波数特性を可変
するように構成される。
本発明の周波数特性可変回路によれば、前記電流マルチ
プライヤの出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子と
の間に接続されたコンデンサの容量が等価的に電流マル
チプライヤの乗数M倍になるので、実際のコンデンサの
容量は小さくなり、IC化が極めて容易となる。
プライヤの出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子と
の間に接続されたコンデンサの容量が等価的に電流マル
チプライヤの乗数M倍になるので、実際のコンデンサの
容量は小さくなり、IC化が極めて容易となる。
また、電流マルチプライヤの負荷抵抗器の抵抗値を可変
する場合には、周波数特性可変回路をIC化した時の周
波数特性または位相特性の温度変化を可及的に少なくす
ることができる。
する場合には、周波数特性可変回路をIC化した時の周
波数特性または位相特性の温度変化を可及的に少なくす
ることができる。
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。
する。
第1図は本発明の周波数特性可変回路の回路図であり、
8は電流マルチプライヤ、9は演算増幅器である。電流
マルチプライヤ8は、一対のトランジスタQ1及びQ、
及び定電流源用のトランジスタQ3を含む差動増幅器1
0と、前記差動増幅器10の一対のトランジスタQ、及
びQ2の各ベースと基準電圧源■、との間に一対のダイ
オード接合としてのベース・エミッタ間がそれぞれ接続
されたトランジスタQ4及びトランジスタQsと、入力
端子11に供給された入力電圧■、を入力電流11に変
換するV/I変換器12とを有する。V/1変換器12
は、ベースが入力端子11に接続されると共にコレクタ
がトランジスタQ4のエミッタに接続されたトランジス
タQ、と、ベースがバイアス電圧源■、に接続されると
共にコレクタがトランジスタQ、のエミッタに接続され
たトランジスタQ、とを有する。前記トランジスタQ、
及びトランジスタQ7の各エミッタは抵抗値R1の抵抗
器13を通じて接続されると共に、エミッタが基準電源
■。に接続されたトランジスタQ8及びトランジスタQ
、の各コレクタに接続され、このトランジスタQ、及び
トランジスタQ、に流れる互いに等しいパイ電流1.を
トランジスタQ6及びトランジスタQ7のコレクタエミ
ッタ間を通じてトランジスタQ4及びトランジスタQ、
のエミッタに供給する。前記定電流源用のトランジスタ
Q、のベース・エミッタ間は、ダイオード接続したトラ
ンジスタQ Ioのベース・エミッタ間と並列接続され
て電流ミラー回路を構成し、前記トランジスタQ8及び
トランジスタQ、のベース・エミッタ間はダイオード接
続したトランジスタQ11のベース・エミッタ間とそれ
ぞれ並列接続されて電流ミラー回路を構成する。前記ト
ランジスタQ目のコレクタは、抵抗値R2の抵抗器14
を介して電圧源■Ceに接続され、前記トランジスタQ
Ioのコレクタは抵抗値R1の抵抗器15を介して電圧
源V eeに接続される。前記差動増幅器10の定電流
源用トランジスタQ、に流れる電流2I、はトランジス
タQ1及びトランジスタQ2にそれぞれ分流し、トラン
ジスタQ、及びトランジスタQ2のコレクタに接続され
た電流ミラーを構成するトランジスタQ+z及びトラン
ジスタQ + 3に電流I!をそれぞれ供給する。前記
トランジスタQ13のコレクタとトランジスタQ:のコ
レクタとの共通接続点は出力端子16に接続される。前
記差動増幅器10のトランジスタ9皿及びトランジスタ
Q2のコレクタには前記入力電流iIが定電流源用のト
ランジスタQ。
8は電流マルチプライヤ、9は演算増幅器である。電流
マルチプライヤ8は、一対のトランジスタQ1及びQ、
及び定電流源用のトランジスタQ3を含む差動増幅器1
0と、前記差動増幅器10の一対のトランジスタQ、及
びQ2の各ベースと基準電圧源■、との間に一対のダイ
オード接合としてのベース・エミッタ間がそれぞれ接続
されたトランジスタQ4及びトランジスタQsと、入力
端子11に供給された入力電圧■、を入力電流11に変
換するV/I変換器12とを有する。V/1変換器12
は、ベースが入力端子11に接続されると共にコレクタ
がトランジスタQ4のエミッタに接続されたトランジス
タQ、と、ベースがバイアス電圧源■、に接続されると
共にコレクタがトランジスタQ、のエミッタに接続され
たトランジスタQ、とを有する。前記トランジスタQ、
及びトランジスタQ7の各エミッタは抵抗値R1の抵抗
器13を通じて接続されると共に、エミッタが基準電源
■。に接続されたトランジスタQ8及びトランジスタQ
、の各コレクタに接続され、このトランジスタQ、及び
トランジスタQ、に流れる互いに等しいパイ電流1.を
トランジスタQ6及びトランジスタQ7のコレクタエミ
ッタ間を通じてトランジスタQ4及びトランジスタQ、
のエミッタに供給する。前記定電流源用のトランジスタ
Q、のベース・エミッタ間は、ダイオード接続したトラ
ンジスタQ Ioのベース・エミッタ間と並列接続され
て電流ミラー回路を構成し、前記トランジスタQ8及び
トランジスタQ、のベース・エミッタ間はダイオード接
続したトランジスタQ11のベース・エミッタ間とそれ
ぞれ並列接続されて電流ミラー回路を構成する。前記ト
ランジスタQ目のコレクタは、抵抗値R2の抵抗器14
を介して電圧源■Ceに接続され、前記トランジスタQ
Ioのコレクタは抵抗値R1の抵抗器15を介して電圧
源V eeに接続される。前記差動増幅器10の定電流
源用トランジスタQ、に流れる電流2I、はトランジス
タQ1及びトランジスタQ2にそれぞれ分流し、トラン
ジスタQ、及びトランジスタQ2のコレクタに接続され
た電流ミラーを構成するトランジスタQ+z及びトラン
ジスタQ + 3に電流I!をそれぞれ供給する。前記
トランジスタQ13のコレクタとトランジスタQ:のコ
レクタとの共通接続点は出力端子16に接続される。前
記差動増幅器10のトランジスタ9皿及びトランジスタ
Q2のコレクタには前記入力電流iIが定電流源用のト
ランジスタQ。
のコレクタ・エミッタ間に流れる電流2■の乙の電流と
トランジスタQ4及びトランジスタQsのコレクタ・エ
ミッタ間に流れるバイアス電流■1との比により乗算し
た出力電流1t(=il −12/1.)が出力され、
プッシュプル接続で取り出すと21.が得られる。出力
電流21.は、出力端子16に接続した抵抗値RLの負
荷抵抗器17に出力電流12に比例した出力電圧V0を
発生する。18は電流マルチプライヤ8の出力端子16
と演算増幅器9の反転入力端子(−)との間に接続され
た容量Cのコンデンサであり、19は電流マルチプライ
ヤ8の入力端子11と演算増幅器9の反転入力端子(−
)トの間に接mされ、インピーダンスZ+の第1のイン
ピーダンス素子であり、20は演算増幅器9の反転入力
端子(−)と出力端子21との間に接続され、インピー
ダンスZzの第2のインピーダンス素子である。
トランジスタQ4及びトランジスタQsのコレクタ・エ
ミッタ間に流れるバイアス電流■1との比により乗算し
た出力電流1t(=il −12/1.)が出力され、
プッシュプル接続で取り出すと21.が得られる。出力
電流21.は、出力端子16に接続した抵抗値RLの負
荷抵抗器17に出力電流12に比例した出力電圧V0を
発生する。18は電流マルチプライヤ8の出力端子16
と演算増幅器9の反転入力端子(−)との間に接続され
た容量Cのコンデンサであり、19は電流マルチプライ
ヤ8の入力端子11と演算増幅器9の反転入力端子(−
)トの間に接mされ、インピーダンスZ+の第1のイン
ピーダンス素子であり、20は演算増幅器9の反転入力
端子(−)と出力端子21との間に接続され、インピー
ダンスZzの第2のインピーダンス素子である。
以上の構成における動作について説明すると、差動増幅
器10の一対のトランジスタQ、及びトランジスタQz
、ベース・エミッタ間が一対のダイオード接合として用
いられるトランジスタQ4及びトランジスタQ、が等し
い特性を有する時、トランジスタQ4のベース・エミッ
タ間電圧■□4とトランジスタQ、のベース・エミッタ
間電圧■II+の和はトランジスタQ、のベース・エミ
ッタ間電圧V 111%とトランジスタQ2のベース・
エミッタ間電圧■!lE2の和に等しくなるので、次式
が得られる。
器10の一対のトランジスタQ、及びトランジスタQz
、ベース・エミッタ間が一対のダイオード接合として用
いられるトランジスタQ4及びトランジスタQ、が等し
い特性を有する時、トランジスタQ4のベース・エミッ
タ間電圧■□4とトランジスタQ、のベース・エミッタ
間電圧■II+の和はトランジスタQ、のベース・エミ
ッタ間電圧V 111%とトランジスタQ2のベース・
エミッタ間電圧■!lE2の和に等しくなるので、次式
が得られる。
VIE4+VIEI V++ts Vstz=
0・・−−−−−−−(1)一方、各ベース・エミッタ
間電圧は、以下の式%式% Tは絶対温度、i、は逆方向飽和電流であり、各トラン
ジスタのi、は互いに等しいものとする。
0・・−−−−−−−(1)一方、各ベース・エミッタ
間電圧は、以下の式%式% Tは絶対温度、i、は逆方向飽和電流であり、各トラン
ジスタのi、は互いに等しいものとする。
そして、(2)式乃至(5)式を(1)式に代入すれば
、次式が得られる。
、次式が得られる。
1
さらに、抵抗器13の抵抗値R,がトランジスタQ6及
びトランジスタQ7のエミッタ抵抗(26Ωq
Is q Ig るので、電流マルチプライヤ8の出力電圧■。は次式で
表される。
びトランジスタQ7のエミッタ抵抗(26Ωq
Is q Ig るので、電流マルチプライヤ8の出力電圧■。は次式で
表される。
(l 1s
(l is
但し、qは電子の電荷、Kはボルツマン定数、次に、入
力端子11から出力端子21における伝達関数G、5.
を求めると、次式で表される。
力端子11から出力端子21における伝達関数G、5.
を求めると、次式で表される。
1゜
従って、電流マルチプライヤ80乗数Mを可変すること
により周波数特性を可変することができる。
により周波数特性を可変することができる。
(8)式から明らかなようにMCZ、は時定数が見かけ
上M倍になることを示し、コンデンサ1日の容量はそれ
だけ小さくなるのでIC化が容易となる。
上M倍になることを示し、コンデンサ1日の容量はそれ
だけ小さくなるのでIC化が容易となる。
また、抵抗値R1の抵抗器14をICの外付は低減衰用
の抵抗器19a (130にΩ) 、19b (37に
Ω)と帰還抵抗器19c (330にΩ)で構成し、第
2のインピーダンス素子20を減衰用の抵抗器20a(
IIOKΩ)、20b (7,5にΩ)と帰還抵抗器2
0c (463にΩ)及び発振防止用のコンデンサ(1
pF)で構成し、コンデンサ18の容量をc =68p
F、負荷抵抗器17の抵抗値をR,t =165にΩと
すれば、第3図の本発明の一実施例の等価回路図の如く
表すことができる。
の抵抗器19a (130にΩ) 、19b (37に
Ω)と帰還抵抗器19c (330にΩ)で構成し、第
2のインピーダンス素子20を減衰用の抵抗器20a(
IIOKΩ)、20b (7,5にΩ)と帰還抵抗器2
0c (463にΩ)及び発振防止用のコンデンサ(1
pF)で構成し、コンデンサ18の容量をc =68p
F、負荷抵抗器17の抵抗値をR,t =165にΩと
すれば、第3図の本発明の一実施例の等価回路図の如く
表すことができる。
Co −CM =5.5 X68pF=374pF
。
。
抵抗比となるので、温度変化に対して周波数特性を安定
化することができる。
化することができる。
次に、第2図の本発明の一実施例を示す回路図について
説明する。
説明する。
第2図において、電流マルチプライヤ80乗数をM=5
.5とし、第1のインピーダンス素子19をとなる。
.5とし、第1のインピーダンス素子19をとなる。
従って、第3図の等価回路における周波数特性有する特
性となり、第4図Aの本発明の説明に用いる特性図のG
に示される。
性となり、第4図Aの本発明の説明に用いる特性図のG
に示される。
そして、位相特性のピーク周波数f。は、f。
=、r f 、 X f 、 =、/−258X140
00で求められ、約2 KHz付近でピークを有する第
4図Bの本発明の説明に用いる特性図のΦで示される。
00で求められ、約2 KHz付近でピークを有する第
4図Bの本発明の説明に用いる特性図のΦで示される。
の内、負荷抵抗器17の抵抗値であるRLを1/n倍に
可変することにより、fl はn f lに変化し、f
2はnf、に変化すると共にf。は Jn fl −n fz =ny fl Hfzに
変化し、周波数特性及び位相特性を可変することができ
る。
可変することにより、fl はn f lに変化し、f
2はnf、に変化すると共にf。は Jn fl −n fz =ny fl Hfzに
変化し、周波数特性及び位相特性を可変することができ
る。
例えば、n=外にすればf。は約I KHzに設定でき
る。前記負荷抵抗器17は、複数の抵抗器をIC外部の
制御信号により制御される電子スイッチにより構成され
、電子スイッチを切り換えて抵抗値RLを可変するよう
にしてもよい。
る。前記負荷抵抗器17は、複数の抵抗器をIC外部の
制御信号により制御される電子スイッチにより構成され
、電子スイッチを切り換えて抵抗値RLを可変するよう
にしてもよい。
以上の説明から明らかな通り、本発明によれば、電流マ
ルチプライヤの出力端子と演算増幅器の反転入力端子と
の間に接続したコンデンサの容量が等価的に電流マルイ
プライヤの乗数M倍になるので、実際のコンデンサの容
量は小さくなり、IC化が極めて容易となる。
ルチプライヤの出力端子と演算増幅器の反転入力端子と
の間に接続したコンデンサの容量が等価的に電流マルイ
プライヤの乗数M倍になるので、実際のコンデンサの容
量は小さくなり、IC化が極めて容易となる。
また、電流マルチプライヤの負荷抵抗器の抵抗値を可変
する場合には、周波数特性可変回路をIC化した時の周
波数特性または位相特性の温度変化を可及的に少なくす
ることができる。
する場合には、周波数特性可変回路をIC化した時の周
波数特性または位相特性の温度変化を可及的に少なくす
ることができる。
第1図は本発明の周波数特性可変回路の回路図、第2図
は本発明の一実施例を示す回路図、第3図は本発明の一
実施例の等価回路図、第4図A及び第4図Bは本発明の
説明に用いる特性図、第5図は従来の周波数特性可変回
路の一例を示す回路図である。 8・−・−・−−−−−一−−−−−電流マルチブライ
ヤ9−・−・−・・−・・−演算増幅器 10−・−・−−m−−−−−−−−−−・−差動増幅
器11−−−−−−−−−一・・・・−入力端子12−
−−−−−−−−−−−・−−−−−V / I変換器
13〜15−−−−−−−−−−一抵抗器16−−−−
・・−−−−−−−−−−−−−一出力端子17・・−
−−−−・・−m−−−−・・−負荷抵抗器18・−−
−−一−−−−−−−−・−・・コンデンサ19−−−
−−−−・−・−−m−−−・−・第1のインピーダン
ス素子20−・−一一−−−−・−・−・・−第2のイ
ンピーダンス素子21−・−−−−−・−一−−−−−
−−−〜出力端子Q、、Q、−・−一対のトランジスタ Qユ〜QI:l・−トランジスタ
は本発明の一実施例を示す回路図、第3図は本発明の一
実施例の等価回路図、第4図A及び第4図Bは本発明の
説明に用いる特性図、第5図は従来の周波数特性可変回
路の一例を示す回路図である。 8・−・−・−−−−−一−−−−−電流マルチブライ
ヤ9−・−・−・・−・・−演算増幅器 10−・−・−−m−−−−−−−−−−・−差動増幅
器11−−−−−−−−−一・・・・−入力端子12−
−−−−−−−−−−−・−−−−−V / I変換器
13〜15−−−−−−−−−−一抵抗器16−−−−
・・−−−−−−−−−−−−−一出力端子17・・−
−−−−・・−m−−−−・・−負荷抵抗器18・−−
−−一−−−−−−−−・−・・コンデンサ19−−−
−−−−・−・−−m−−−・−・第1のインピーダン
ス素子20−・−一一−−−−・−・−・・−第2のイ
ンピーダンス素子21−・−−−−−・−一−−−−−
−−−〜出力端子Q、、Q、−・−一対のトランジスタ Qユ〜QI:l・−トランジスタ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、一対のトランジスタ及び定電流源を含む差動増幅器
と、前記差動増幅器の一対のトランジスタの各ベースと
所定電位点との間に順方向に接続された一対のダイオー
ド接合とを有し、入力端子に供給された入力電圧を入力
電流に変換した互いに逆相の一対の電流をバイアス電流
に重畳して前記一対のダイオード接合にそれぞれ流し、
このダイオード接合に生じる電圧降下により前記差動増
幅器の一対のトランジスタの各ベースを駆動し、前記差
動増幅器の一方のトランジスタのコレクタに前記入力電
流が前記定電流源の電流と前記バイアス電流との比によ
り乗算された出力電流を出力し、出力端子に接続した負
荷抵抗器に前記出力電流に比例した出力電圧を発生する
ように構成され、前記定電流源の電流とバイアス電流と
の比及び前記負荷抵抗器の抵抗値により定まる乗数Mを
有する電流マルチプライヤと、基準電位点に接続した非
反転入力端子、反転入力端子及び出力端子を有する演算
増幅器と、前記電流マルチプライヤの出力端子と前記演
算増幅器の反転入力端子との間に接続されたコンデンサ
と、前記電流マルチプライヤの入力端子と前記演算増幅
器の反転入力端子との間に接続された第1のインピーダ
ンス素子と、前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子
との間に接続された第2のインピーダンス素子とから成
り、前記電流マルチプライヤの乗数Mを可変するように
したことを特徴とする周波数特性可変回路。 2、電流マルチプライヤの負荷抵抗器の抵抗値を可変し
て周波数特性を可変するようにしたことを特徴とする請
求項1記載の周波数特性可変回路。
Priority Applications (7)
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