JPH03230616A - Cmos出力回路 - Google Patents
Cmos出力回路Info
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- JPH03230616A JPH03230616A JP2025457A JP2545790A JPH03230616A JP H03230616 A JPH03230616 A JP H03230616A JP 2025457 A JP2025457 A JP 2025457A JP 2545790 A JP2545790 A JP 2545790A JP H03230616 A JPH03230616 A JP H03230616A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 238000007599 discharging Methods 0.000 abstract description 9
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 101150114751 SEM1 gene Proteins 0.000 description 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
CMOS出力回路に係り、特にLSIの出力段に設けら
れるCMO3)ランジスタを用いたCMOS出力回路に
関し、 後段負荷容量に充電されている電荷が、CMOSトラン
ジスタを構成するNMO8)ランジスタを介して放電す
る際に発生する電圧ノイズを抑制し、かつ、充放電動作
(スイッチング動作)の高速性を確保したCMOS出力
回路を提供することを目的とし、 高電位側電源と低電位側電源との間に直列に接続された
Pチャネル形MOSトランジスタおよびNチャネル形M
OSトランジスタを有するCMOS出力回路において、
前記Nチャネル形MO8)ランジスタ(NT0)のゲー
トに、該Nチャネル形MoSトランジスタ(N T a
)を線形領域で動作可能ならしめる電圧印加手段(L
V)を接続して構成する。
れるCMO3)ランジスタを用いたCMOS出力回路に
関し、 後段負荷容量に充電されている電荷が、CMOSトラン
ジスタを構成するNMO8)ランジスタを介して放電す
る際に発生する電圧ノイズを抑制し、かつ、充放電動作
(スイッチング動作)の高速性を確保したCMOS出力
回路を提供することを目的とし、 高電位側電源と低電位側電源との間に直列に接続された
Pチャネル形MOSトランジスタおよびNチャネル形M
OSトランジスタを有するCMOS出力回路において、
前記Nチャネル形MO8)ランジスタ(NT0)のゲー
トに、該Nチャネル形MoSトランジスタ(N T a
)を線形領域で動作可能ならしめる電圧印加手段(L
V)を接続して構成する。
本発明は、CM OS (Compltmc+++aB
MelaOxide Sem1conductor)
出力回路に係り、特にL S I (Latge 5
cale IntegIation )の出力段に設け
られるCMOSトランジスタを用いたCMO3出力回路
に関する。
MelaOxide Sem1conductor)
出力回路に係り、特にL S I (Latge 5
cale IntegIation )の出力段に設け
られるCMOSトランジスタを用いたCMO3出力回路
に関する。
LSIには、出力信号を他のLSIに出力するためのC
MOS出力回路が含まれる。近年、LSIの高速化に伴
い、当該LSI自身から発生するノイズが大きくなって
きた。電圧ノイズは、主としてCMO3)ランジスタと
後段側の負荷容量との間に流れる充放電電流の流出・流
入時に発生し、特に放電時(即ち、出力信号の立下り時
)に大きい電圧ノイズが発生する。この電圧ノイズが、
他のLSIの入力部に混入すると、当該LSIの動作に
影響を及ぼし、究極的にはLSIを使用した半導体装置
全体の誤動作を招く。電圧ノイズを効率よく抑制するた
めには、放電時の信号の立下り時間(Fall Tim
e )を長くすればよい。
MOS出力回路が含まれる。近年、LSIの高速化に伴
い、当該LSI自身から発生するノイズが大きくなって
きた。電圧ノイズは、主としてCMO3)ランジスタと
後段側の負荷容量との間に流れる充放電電流の流出・流
入時に発生し、特に放電時(即ち、出力信号の立下り時
)に大きい電圧ノイズが発生する。この電圧ノイズが、
他のLSIの入力部に混入すると、当該LSIの動作に
影響を及ぼし、究極的にはLSIを使用した半導体装置
全体の誤動作を招く。電圧ノイズを効率よく抑制するた
めには、放電時の信号の立下り時間(Fall Tim
e )を長くすればよい。
しかし、単に立下り時間を長くしたのではLSIの動作
時間が長くなり、高速化の要請に反する。
時間が長くなり、高速化の要請に反する。
本発明は、ノイズ抑制と高速化という相反する要請のあ
るLSIにおけるCMO8出力回路の改良に関する。
るLSIにおけるCMO8出力回路の改良に関する。
第6図に従来のCMO8出力回路の例を示す。
第6図に示すように、出力段Oの前段にはコントロール
段Cが接続されている。
段Cが接続されている。
出力段Oは、Pチャネル形MOSトランジスタ(以下、
プルアップトランジスタという。)PToとNチャネル
形MOSトランジスタ(以下、プルダウントランジスタ
という。)NToからなるCMOSトランジスタを用い
て構成されている。
プルアップトランジスタという。)PToとNチャネル
形MOSトランジスタ(以下、プルダウントランジスタ
という。)NToからなるCMOSトランジスタを用い
て構成されている。
プルアップトランジスタP T Gのソースは、高電位
側電源電圧vDDに接続されている。プルアップトラン
ジスタPToのドレインは、プルダウントランジスタN
Toのドレインに接続され、かつ、出力端子OUTに接
続されている。プルダウントランジスタNToのソース
は、低電位側電源電圧■ に接続されている。プルアッ
プトランジスタS+ PT のゲートとプルダウントランジスタN T 。
側電源電圧vDDに接続されている。プルアップトラン
ジスタPToのドレインは、プルダウントランジスタN
Toのドレインに接続され、かつ、出力端子OUTに接
続されている。プルダウントランジスタNToのソース
は、低電位側電源電圧■ に接続されている。プルアッ
プトランジスタS+ PT のゲートとプルダウントランジスタN T 。
のゲートとが互いに接続されている。
コントロール段Cは、Pチャネル形MOSトランジスタ
(以下、単にトランジスタという。)PT、とNチャネ
ル形MOSトランジスタ(以下、単にトランジスタとい
う。)NT、を含んで構成されている。トランジスタP
T1のソースは、高電位側電源電圧■DDに接続されて
いる。トランジスタPT のドレインは、トランジス
タNT、のドレインに接続され、かつ、前記プルアップ
トランジスタPT とプルダウントランジスタNT。
(以下、単にトランジスタという。)PT、とNチャネ
ル形MOSトランジスタ(以下、単にトランジスタとい
う。)NT、を含んで構成されている。トランジスタP
T1のソースは、高電位側電源電圧■DDに接続されて
いる。トランジスタPT のドレインは、トランジス
タNT、のドレインに接続され、かつ、前記プルアップ
トランジスタPT とプルダウントランジスタNT。
の接続点に接続されている。トランジスタNT1のソー
スは、低電位側電源電圧■ に接続されてs いる。トランジスタP T 1のゲートは、トランジス
タN T 1のゲートに接続され、かつ、入力端子IN
に接続されている。入力端子INには、′H″レベルが
高電位側電源電圧■DDと同電圧であり、“L”レベル
が低電位側電源電圧■ と同電圧のl 入力信号V が印加されるようになっている。
スは、低電位側電源電圧■ に接続されてs いる。トランジスタP T 1のゲートは、トランジス
タN T 1のゲートに接続され、かつ、入力端子IN
に接続されている。入力端子INには、′H″レベルが
高電位側電源電圧■DDと同電圧であり、“L”レベル
が低電位側電源電圧■ と同電圧のl 入力信号V が印加されるようになっている。
次に動作を説明する。
今、入力端子INに“H”レベル信号が印加されると、
トランジスタPT1はOFFとなり、トランジスタNT
、はONとなる。よって、プルアップトランジスタPT
oとプルダウントランジスタNToのそれぞれのゲート
には“L”レベル信号(低電位側電源電圧V )が印加
されるので、8! プルアップトランジスタPToがONとなり、プルダウ
ントランジスタNToはOFFとなる。前記プルアップ
トランジスタPToのONにより、高電位側電源電圧v
DD→プルアップトランジスタPToのソース−ドレイ
ン→出力端子OUTの経路が形成され、この経路により
後段に接続された負荷容量(図示されず)への充電電流
が流れる。
トランジスタPT1はOFFとなり、トランジスタNT
、はONとなる。よって、プルアップトランジスタPT
oとプルダウントランジスタNToのそれぞれのゲート
には“L”レベル信号(低電位側電源電圧V )が印加
されるので、8! プルアップトランジスタPToがONとなり、プルダウ
ントランジスタNToはOFFとなる。前記プルアップ
トランジスタPToのONにより、高電位側電源電圧v
DD→プルアップトランジスタPToのソース−ドレイ
ン→出力端子OUTの経路が形成され、この経路により
後段に接続された負荷容量(図示されず)への充電電流
が流れる。
逆に、入力端子INに“L”レベル信号が印加されると
、トランジスタPTlはONとなり、トランジスタNT
、はOFFとなる。よって、プルアップトランジスタP
ToとプルダウントランジスタNToのそれぞれのゲー
トには“H”レベル信号(高電位側電源電圧■9.)が
印加されので、プルアップトランジスタP r oがO
FFとなり、プルダウントランジスタNToはONとな
る。プルダウントランジスタNToのONにより、出力
端子○UT→プルダウントランジスタN T Oのドレ
イン・ソース→低電位側電源電圧■ の経路がS 形成され、この経路に前記負荷容量から放電電流が流れ
る。即ち、入力信号V の“H”レベルまたは“L”レ
ベルに対応した充放電電流が、出力段Oと負荷容量間に
流れる。
、トランジスタPTlはONとなり、トランジスタNT
、はOFFとなる。よって、プルアップトランジスタP
ToとプルダウントランジスタNToのそれぞれのゲー
トには“H”レベル信号(高電位側電源電圧■9.)が
印加されので、プルアップトランジスタP r oがO
FFとなり、プルダウントランジスタNToはONとな
る。プルダウントランジスタNToのONにより、出力
端子○UT→プルダウントランジスタN T Oのドレ
イン・ソース→低電位側電源電圧■ の経路がS 形成され、この経路に前記負荷容量から放電電流が流れ
る。即ち、入力信号V の“H”レベルまたは“L”レ
ベルに対応した充放電電流が、出力段Oと負荷容量間に
流れる。
上記従来の出力回路の問題点は、スイッチング速度の増
加と共にノイズが大きくなるという点である。
加と共にノイズが大きくなるという点である。
即ち、充放電電流の流路である出力段Oから出力端子O
UTに至るまでのLSI配線およびボンディングワイヤ
等には、自己インダクタンスLが存在し、この自己イン
ダクタンスしに前記充放電電流が流れると、その両端に
次式(1)で与えられる電圧ノイズが発生する。
UTに至るまでのLSI配線およびボンディングワイヤ
等には、自己インダクタンスLが存在し、この自己イン
ダクタンスしに前記充放電電流が流れると、その両端に
次式(1)で与えられる電圧ノイズが発生する。
V=−L (d i/ d t)・・・・・・・・・(
1)式■・自己インダクタンスLを持つLSI配線およ
びボンディングワイヤを流れる電流、即ち、充放電電流 ■:単位時間についてd i / d tの電流増減が
あった場合における逆起電力としての電圧ノイズ この電圧ノイズは、時間の経過と共に基準電圧レベル(
電圧OV)を上下するリンギング性のものであり、電圧
ノイズの電位レベルが判定レベルを越えると半導体回路
装置が誤動作を起こすおそれがある。特に、出力信号が
“H”レベルから“L”レベルに立ち下がる際(放電時
)に電圧ノイズが顕著に発生する。
1)式■・自己インダクタンスLを持つLSI配線およ
びボンディングワイヤを流れる電流、即ち、充放電電流 ■:単位時間についてd i / d tの電流増減が
あった場合における逆起電力としての電圧ノイズ この電圧ノイズは、時間の経過と共に基準電圧レベル(
電圧OV)を上下するリンギング性のものであり、電圧
ノイズの電位レベルが判定レベルを越えると半導体回路
装置が誤動作を起こすおそれがある。特に、出力信号が
“H”レベルから“L”レベルに立ち下がる際(放電時
)に電圧ノイズが顕著に発生する。
この点を解消する方法として、[1]プルアツプトラン
ジスタPToとプルダウントランジスタNToの両トラ
ンジスタ・サイズを小さくシ、充放電電流を小さくする
方法、[2]LSIの外部周辺にコンデンサを設け、ノ
イズを吸収する方法、[3]LSIと後段LSIとの配
線距離をできるだけ短くして自己インダクタンスLを小
さくする方法がある。しかし、[1]と[2コの方法は
ノイズは小さくなるが、遅延時間が延び、高速化に不適
当である。[3]の方法は配線距離を小さくするには限
度がある。
ジスタPToとプルダウントランジスタNToの両トラ
ンジスタ・サイズを小さくシ、充放電電流を小さくする
方法、[2]LSIの外部周辺にコンデンサを設け、ノ
イズを吸収する方法、[3]LSIと後段LSIとの配
線距離をできるだけ短くして自己インダクタンスLを小
さくする方法がある。しかし、[1]と[2コの方法は
ノイズは小さくなるが、遅延時間が延び、高速化に不適
当である。[3]の方法は配線距離を小さくするには限
度がある。
そこで、本発明は、ノイズの発生を抑制しつつ、スイッ
チング速度の高速化を図ったCMO8出力回路を提供す
ることを目的とする。
チング速度の高速化を図ったCMO8出力回路を提供す
ることを目的とする。
第1図は、本発明の原理説明図である。
高電位側電源と低電位側電源との間に直列に接続された
Pチャネル形MOSトランジスタおよびNチャネル形M
OSトランジスタを有するCMO8出力回路において、
前記Nチャネル形MO3)ランジスタ(NT0)のゲー
トに、該Nチャネル形MOSトランジスタ(N T o
)を線形領域で動作可能ならしめる電圧印加手段(L
V、)を備えて構成する。
Pチャネル形MOSトランジスタおよびNチャネル形M
OSトランジスタを有するCMO8出力回路において、
前記Nチャネル形MO3)ランジスタ(NT0)のゲー
トに、該Nチャネル形MOSトランジスタ(N T o
)を線形領域で動作可能ならしめる電圧印加手段(L
V、)を備えて構成する。
Nチャネル形MOSトランジスタNToのゲートには、
線形領域動作電圧印加手段LVが発生する電圧(V L
V)が印加される。ここに、Nチャネル形MOSトラン
ジスタNToのみノイズを抑制し、Pチャネル形MO8
)ランジスタPToのノイズを抑制していないのは、次
の理由による。即ち、Pチャネル形MO3)ランジスタ
P T Oは、Nチャネル形MOSトランジスタN T
aに比べて駆動能力が172〜173になっているた
め、遅延時間が遅く、ノイズの発生量が少ない。よって
、ノイズの発生の多いNチャネル形MO3)ランジスタ
NToのみのノイズを抑制した。なお、Pチャネル形M
OSトランジスタPToの駆動能力が小さい理由は、正
孔(PMOS)より電子(NMO3)の方が、2〜3倍
移動度が大きいためである。
線形領域動作電圧印加手段LVが発生する電圧(V L
V)が印加される。ここに、Nチャネル形MOSトラン
ジスタNToのみノイズを抑制し、Pチャネル形MO8
)ランジスタPToのノイズを抑制していないのは、次
の理由による。即ち、Pチャネル形MO3)ランジスタ
P T Oは、Nチャネル形MOSトランジスタN T
aに比べて駆動能力が172〜173になっているた
め、遅延時間が遅く、ノイズの発生量が少ない。よって
、ノイズの発生の多いNチャネル形MO3)ランジスタ
NToのみのノイズを抑制した。なお、Pチャネル形M
OSトランジスタPToの駆動能力が小さい理由は、正
孔(PMOS)より電子(NMO3)の方が、2〜3倍
移動度が大きいためである。
前記電圧(V tv)は該Nチャネル形MO8hランジ
スN T taを線形領域で動作可能ならしめる電圧値
であり、この電圧(vLV)によりNチャネル形MOS
トランジスNToのチャネル幅は制御されるが全開せず
、やや狭められた状態でONする。
スN T taを線形領域で動作可能ならしめる電圧値
であり、この電圧(vLV)によりNチャネル形MOS
トランジスNToのチャネル幅は制御されるが全開せず
、やや狭められた状態でONする。
従って、出力端子0UT−Nチャネル形MOSトランジ
スタNToのドレイン・ソース→低電位側電源電圧■
の経路に流れる放電電流の立下り波3+ 形が急減せず、漸減する。この漸減は、前記(1)式に
おいてd i / d tが小さくなることを意味する
ので、電圧ノイズ■は小さくなる。電圧ノイズが小さく
なれば、スイッチング速度の高速化ができる。従って、
ノイズの抑制と高速化の要求を同時に満たしたCMO3
出力回路を提供できる。
スタNToのドレイン・ソース→低電位側電源電圧■
の経路に流れる放電電流の立下り波3+ 形が急減せず、漸減する。この漸減は、前記(1)式に
おいてd i / d tが小さくなることを意味する
ので、電圧ノイズ■は小さくなる。電圧ノイズが小さく
なれば、スイッチング速度の高速化ができる。従って、
ノイズの抑制と高速化の要求を同時に満たしたCMO3
出力回路を提供できる。
次に、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第2図に本発明の実施例を示す。この第2図において、
第6図と同一部分には同一の符号を付し、その詳細な説
明を援用する。
第6図と同一部分には同一の符号を付し、その詳細な説
明を援用する。
第2図において、第6図と異なる部分は、トランジスタ
PT とトランジスタNT、との間に、レベル変換用
のトランジスタNT2を挿入し、このトランジスタNT
2によって信号レベル変換(降圧)された線形領域動作
電圧を、プルダウントランジスタN T Oのゲートに
印加することにより、プルダウントランジスタN T
oを線形領域で動作せしめ、負荷容量からの放電電流を
抑制して電圧ノイズVを押さえるようにした点である。
PT とトランジスタNT、との間に、レベル変換用
のトランジスタNT2を挿入し、このトランジスタNT
2によって信号レベル変換(降圧)された線形領域動作
電圧を、プルダウントランジスタN T Oのゲートに
印加することにより、プルダウントランジスタN T
oを線形領域で動作せしめ、負荷容量からの放電電流を
抑制して電圧ノイズVを押さえるようにした点である。
第2図に示すように、コントロール段Cを構成するトラ
ンジスタP T tのドレインは、プルアップトランジ
スタP r oのゲートに接続され、かつ、線形領域動
作電圧印加手段LVであるトランジスタN T 2のド
レインに接続されている。トランジスタNT2のソース
はプルダウントランジスタNToのゲートに接続され、
かつ、トランジスタNT、のドレインに接続されている
。トランジスタNT2のゲートは高電位側電源電圧V。
ンジスタP T tのドレインは、プルアップトランジ
スタP r oのゲートに接続され、かつ、線形領域動
作電圧印加手段LVであるトランジスタN T 2のド
レインに接続されている。トランジスタNT2のソース
はプルダウントランジスタNToのゲートに接続され、
かつ、トランジスタNT、のドレインに接続されている
。トランジスタNT2のゲートは高電位側電源電圧V。
、に接続されているので、トランジスタNT2は、チャ
ネル幅が全開状態で常時ONしている。
ネル幅が全開状態で常時ONしている。
次に動作を説明する。
入力端子INに入力信号V が印加されると、n
″H″レベルのときはトランジスタPT、がOFFとな
り、トランジスタNT、がONとなる。
り、トランジスタNT、がONとなる。
前記トランジスタPT、のOFFにより、プルアップト
ランジスタP T oのゲートには“L″レベル信号印
加され、プルアップトランジスタPToはONとなる。
ランジスタP T oのゲートには“L″レベル信号印
加され、プルアップトランジスタPToはONとなる。
このONにより、高電位側電源電圧vDD→プルアップ
トランジスタPToのソース・ドレイン→出力端子OU
Tの経路が形成され、この経路により負荷容量への充電
電流が流れる。この“H” レベル信号は、トランジス
タNT、のゲートに印加され、該トランジスタN T
1がONとなるので、プルダウントランジスタN T
oのゲートには“L”レベル(低電位側電源電圧V )
が印加される。従って、該プルダS ラントランジスタNToはOFFとなっている。
トランジスタPToのソース・ドレイン→出力端子OU
Tの経路が形成され、この経路により負荷容量への充電
電流が流れる。この“H” レベル信号は、トランジス
タNT、のゲートに印加され、該トランジスタN T
1がONとなるので、プルダウントランジスタN T
oのゲートには“L”レベル(低電位側電源電圧V )
が印加される。従って、該プルダS ラントランジスタNToはOFFとなっている。
逆に、入力信号V が″L″レベルのときは、トランジ
スタPT1はONとなるので、プルアップトランジスタ
P T oのゲートにはH” レベルが印加され、該プ
ルアップトランジスタPToはOFFとなる。ここに、
トランジスタN T 2のゲートには高電位側電源電圧
V。、が常時印加されているので、該トランジスタN
T 2は常時ONtている。今、トランジスタNT2の
ドレイン(ポイントP1)に電圧5vが印加されたとす
ると、トランジスタN T 2のドレイン・ソース間の
電圧降下により、トランジスタNT2のソース(ポイン
トP )の電圧は約3,5V(電源電圧−■lhN(N
チャネル形トランジスタのしきい値電圧))となる。従
って、プルダウントランジスタN T Oのゲートには
約3.5Vが印加されるので、該プルダウントランジス
タNToのチャネル幅は全開しない。従って、放電電流
は一気に流れず徐々に流れるのでノイズの発生を抑制で
きる。
スタPT1はONとなるので、プルアップトランジスタ
P T oのゲートにはH” レベルが印加され、該プ
ルアップトランジスタPToはOFFとなる。ここに、
トランジスタN T 2のゲートには高電位側電源電圧
V。、が常時印加されているので、該トランジスタN
T 2は常時ONtている。今、トランジスタNT2の
ドレイン(ポイントP1)に電圧5vが印加されたとす
ると、トランジスタN T 2のドレイン・ソース間の
電圧降下により、トランジスタNT2のソース(ポイン
トP )の電圧は約3,5V(電源電圧−■lhN(N
チャネル形トランジスタのしきい値電圧))となる。従
って、プルダウントランジスタN T Oのゲートには
約3.5Vが印加されるので、該プルダウントランジス
タNToのチャネル幅は全開しない。従って、放電電流
は一気に流れず徐々に流れるのでノイズの発生を抑制で
きる。
このときの放電電流の波形を第3図に示す。
第3図において、符号■で示す波形は、入力端子INに
印加された入力信号V の立下り時の電圧波形である。
印加された入力信号V の立下り時の電圧波形である。
符号■で示す波形は、前記符号■の波形に対応した出力
端子OUTにおける立下り時の電圧波形であって、ノイ
ズ対策を施さない場合であり、遅延時間はt である
。符号■で示すdl 波形は、同様に出力端子OUTにおける立下り時の電圧
波形であって、本実施例の場合であり、遅延時間はt
である。符号■で示す波形は、同d2 様に出力端子OUTにおける立下り時の電圧波形であっ
て、従来のコンデンサ等によりノイズの抑制を図った場
合であり、遅延時間はt である。
端子OUTにおける立下り時の電圧波形であって、ノイ
ズ対策を施さない場合であり、遅延時間はt である
。符号■で示すdl 波形は、同様に出力端子OUTにおける立下り時の電圧
波形であって、本実施例の場合であり、遅延時間はt
である。符号■で示す波形は、同d2 様に出力端子OUTにおける立下り時の電圧波形であっ
て、従来のコンデンサ等によりノイズの抑制を図った場
合であり、遅延時間はt である。
d3
なお、符号■で示す波形は、プルアップトランジスタP
Toのゲートに印加されるゲート電圧波形であって、飽
和時の電圧値は約5V(電源電圧−オン抵抗降下分)で
ある。符号■で示す波形は、プルダウントランジスタN
Toのゲートに印加されるゲート電圧波形であって、線
形領域における動作電圧値は約3.5■である。
Toのゲートに印加されるゲート電圧波形であって、飽
和時の電圧値は約5V(電源電圧−オン抵抗降下分)で
ある。符号■で示す波形は、プルダウントランジスタN
Toのゲートに印加されるゲート電圧波形であって、線
形領域における動作電圧値は約3.5■である。
第3図から明らかなように、本実施例(符号■)の立下
り波形は、ノイズ対策をしていない場合(符号■)に比
較すると遥かに緩やかであり、本実施例の遅延時間t
は、従来(符号■)の遅d2 延時間t に比較すると遥かに短い。従って、d3 ノイズの抑制とスイッチング速度の高速化という相反す
る要請を同時に満足することができる。
り波形は、ノイズ対策をしていない場合(符号■)に比
較すると遥かに緩やかであり、本実施例の遅延時間t
は、従来(符号■)の遅d2 延時間t に比較すると遥かに短い。従って、d3 ノイズの抑制とスイッチング速度の高速化という相反す
る要請を同時に満足することができる。
第4図に本実施例の立ち上がり時の出力波形を示す。第
4図において、符号■で示す波形は、入力端子INに印
加される入力信号■ の立上がり時の電圧波形である。
4図において、符号■で示す波形は、入力端子INに印
加される入力信号■ の立上がり時の電圧波形である。
符号■で示す波形は、前記符号■に対応した出力端子O
UTにおける立上がり時の電圧波形である。符号■で示
す波形は、プルアップトランジスタPToのゲートに印
加される電圧であり、飽和時の電圧値が約5vである。
UTにおける立上がり時の電圧波形である。符号■で示
す波形は、プルアップトランジスタPToのゲートに印
加される電圧であり、飽和時の電圧値が約5vである。
符号0で示す波形は、プルダウントランジスタNToの
ゲートに印加される電圧であり、第3プルダウントラン
ジスタN T 2が常時ONしているので、線形領域動
作電圧として約3.5vが印加されている。
ゲートに印加される電圧であり、第3プルダウントラン
ジスタN T 2が常時ONしているので、線形領域動
作電圧として約3.5vが印加されている。
以上の実施例ではレベル変換回路としてNチャネル形ト
ランジスタNT2を用いていたが、他の方法としては次
の方法がある。
ランジスタNT2を用いていたが、他の方法としては次
の方法がある。
即ち、通常のCMO8によるLSIでは、トランジスタ
N T 2のトランジスタサイズを変える方法、或いは
、第5図に示すように、複数のNチャネル形MOSトラ
ンジスタN T SN T 22を並列1 接続する方法により、レベル変換回路を構成してもよい
。
N T 2のトランジスタサイズを変える方法、或いは
、第5図に示すように、複数のNチャネル形MOSトラ
ンジスタN T SN T 22を並列1 接続する方法により、レベル変換回路を構成してもよい
。
また、セミカスタム方式のゲートアレイではトランジス
タサイズを変えることができないので、トランジスタN
T2のゲート電圧を変えれる方法、或いは、第5図に示
すように、複数のNチャネル形MOSトランジスタNT
21. NT22を並列接続してレベル変換回路を構
成してもよい。
タサイズを変えることができないので、トランジスタN
T2のゲート電圧を変えれる方法、或いは、第5図に示
すように、複数のNチャネル形MOSトランジスタNT
21. NT22を並列接続してレベル変換回路を構
成してもよい。
以上の通り、本発明によれば、出力回路を構成するNチ
ャネル形MOSトランジスタを線形領域で動作させてい
るので、立下り時における出力電圧波形は急峻な変化を
せず、漸減する。従って、放電時のノイズが抑制され、
また、スイッチング速度を高速化することができる。
ャネル形MOSトランジスタを線形領域で動作させてい
るので、立下り時における出力電圧波形は急峻な変化を
せず、漸減する。従って、放電時のノイズが抑制され、
また、スイッチング速度を高速化することができる。
第1図は本発明の原理説明図、
第2図は本発明の実施例を示す回路図、第3図および第
4図は第2図の特性図、第5図は本発明の他の実施例を
示す回路図、第6図は従来例の回路図である。 O・・・出力回路 P T O・・・Pチャネル形MOSトランジスタ(プ
ルアップトランジスタ) NTo・・・Nチャネル形MOSトランジスタ(プルダ
ウントランジスタ) LV・・・線形領域動作電圧印加手段(レベル変換回路
) ■、V・・・線形領域動作電圧 NT2・・・Nチャネル形MOSトランジスタ(レベル
変換用トランジスタ) ■DD・・・高電位側電源電圧 v3.・・・低電位側電源電圧
4図は第2図の特性図、第5図は本発明の他の実施例を
示す回路図、第6図は従来例の回路図である。 O・・・出力回路 P T O・・・Pチャネル形MOSトランジスタ(プ
ルアップトランジスタ) NTo・・・Nチャネル形MOSトランジスタ(プルダ
ウントランジスタ) LV・・・線形領域動作電圧印加手段(レベル変換回路
) ■、V・・・線形領域動作電圧 NT2・・・Nチャネル形MOSトランジスタ(レベル
変換用トランジスタ) ■DD・・・高電位側電源電圧 v3.・・・低電位側電源電圧
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、高電位側電源と低電位側電源との間に直列に接続さ
れたPチャネル形MOSトランジスタおよびNチャネル
形MOSトランジスタを有するCMOS出力回路におい
て、 前記Nチャネル形MOSトランジスタ(NT_0)のゲ
ートに、該Nチャネル形MOSトランジスタ(NT_0
)を線形領域で動作可能ならしめる電圧印加手段(LV
)を接続したことを特徴とするCMOS出力回路。 2、前記電圧印加手段は、前記Nチャネル形MOSトラ
ンジスタが導通すべき期間に、前記高電位側電源電圧を
降圧して前記Nチャネル形MOSトランジスタのゲート
に降圧電圧を供給するレベル変換回路により構成したこ
とを特徴とする請求項1記載のCMOS出力回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2025457A JPH03230616A (ja) | 1990-02-05 | 1990-02-05 | Cmos出力回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2025457A JPH03230616A (ja) | 1990-02-05 | 1990-02-05 | Cmos出力回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03230616A true JPH03230616A (ja) | 1991-10-14 |
Family
ID=12166565
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2025457A Pending JPH03230616A (ja) | 1990-02-05 | 1990-02-05 | Cmos出力回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03230616A (ja) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62194736A (ja) * | 1986-02-20 | 1987-08-27 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体集積回路 |
JPS62284524A (ja) * | 1986-06-02 | 1987-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | 相補型mos集積回路 |
JPS63136823A (ja) * | 1986-11-28 | 1988-06-09 | Nec Corp | Cmos集積回路 |
JPS63275223A (ja) * | 1987-05-06 | 1988-11-11 | Nec Corp | 出力バツフア−回路 |
-
1990
- 1990-02-05 JP JP2025457A patent/JPH03230616A/ja active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62194736A (ja) * | 1986-02-20 | 1987-08-27 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体集積回路 |
JPS62284524A (ja) * | 1986-06-02 | 1987-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | 相補型mos集積回路 |
JPS63136823A (ja) * | 1986-11-28 | 1988-06-09 | Nec Corp | Cmos集積回路 |
JPS63275223A (ja) * | 1987-05-06 | 1988-11-11 | Nec Corp | 出力バツフア−回路 |
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