JPH03207288A - ブラシレス直流モータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、モータ可動部（ロータ）の位１に応じて３相
のコイルに対する給電をトランジスタ等を使用して順次
電子的に切換えてゆくブラシレス直流モータに関するも
のである。

ブラシレス直流モータは、ブラシによる火花・ノイズの
発生がなく、長寿命であることがら、各種の音響・映像
機器に応用されている。特公昭５５−６９３８号公報に
は、このようなブラシレス直流モータにおいて、星形結
線された３相のコイルに片方向の電流を通電（半波駆動
）する方法および両方向の電流を通電（全波駆動）する
方法が示されている。３相のコイルを使用するブラシレ
ス直流モータは、モータ構造および駆動回路が簡単であ
るという利点があり、従来より広く実用化されている。

シカシ、従来の３相コイルを使用するブラシレス直流モ
ータでは、発生トルク（マグネットと電流による１Ｍ１
力）が回転位置に応じて変動し、大きなトルクリップル
を生じるという欠点がある。

このような欠点を解消するために、本出願人は特願昭５
２−６７６７１号において、そのようなトルクリップル
を低減させたブラシレス直流モータを９Ｊｌ案している
（同実施例ではコイルに片方向の電流を流す半波駆動と
している）、シかし、上記の方法でトルクリップルを低
減するためには、マグネットの発生磁束密度（コイルに
作用する磁束）の平坦部分の巾を電気角で１２０＠（１
［極ピッチを１８０°とする）以上と広くしなければな
らず、単一のマグネットにこのような広巾のＮ、Ｓ極を
隣接して着磁形成することが難かしく、リップルトルク
を十分に低減することができなかった。

また、円筒状のマグネットと円筒状の平滑鉄心の間に空
心のコイルを配置するモータや円板状のマグネットと円
板状の鉄板の間に空心のコイルを配置するモータなどの
ような、いわゆるスロットレス形（マグネットが回転し
コイルと鉄心・鉄板がステータに固定）のブラシレス直
流モータやコアレス形（マグネットと鉄板・鉄心が一体
的に回転しコイルがステータに固定）のブラシレス直流
モータにおいては、マグネット表面と鉄心・鉄板までの
ギャップが広いために、コイル部分における磁束密度（
コイルと直交する成分）の平坦部分（Ｎ極またはＳ極の
最も強い部分）の角度中を十分に広くとることがむずか
しく、通常のモータでは６０＠〜９０″程度（電気角）
となっている、その結果、このようなブラシレス直流モ
ータにおいては、特公昭５５−６９３８号公報に示され
るごとき電流の通電方法（半波駆動および全波駆動）で
は、発生トルクのリップルが非常に大きく、モータの回
転性能を著しく阻害し実用上大きな問題となっていた。

本発明は、そのような点を考慮し、３相のコイルを使用
しながらもトルクリップルの極めて少ないブラシレス直
流モータを提供せんとするものである。

以下に、本発明を図示の実施例にもとづいて説明する。

第１図〜第４図に本発明の一実施例を示す、第１図はそ
のモータ構造を表わす縦断面図であり、回転軸重を取付
けられた磁性体製のロータ２には厚さ方向に多極着磁さ
れた円環状のマグネット３が固着され、−磁的に回転す
る０回転軸１はステータのジャナル軸受６とスラスト軸
受７によって支承されている。ステータの鉄板４の表面
部には空心のコイル５が固着され、マグネット３と鉄板
４の間に形成される磁場の軸方向の磁束密度とコイルに
流す電流との相互作用によって所定方向への回転トルク
を得ている。

第２図（ａ）にマグネット３の磁極配置の一例を示す。

マグネット３は等角度ピッチ（機械角４５゜ｍｅ　ｃ　
ｈ＝電気角１８０°ｅｌ）もシくハ略等角度ピッチにＮ
極をＳ極交互に８極有するように着磁形成されている。

第３図にマグネット３の発生する磁場の軸方向の磁束密
度Ｂ（φ）の分布を３６０°ｅ１分示す（他の磁極も同
様である）、ここに、マグネット３の１Ｍ１極ピツチを
電気角で１８０”　ｅｌとして示している。その分布は
、Ｎ極およびＳ極の磁束密度の最も強い平坦部分の巾を
６０’　ｅｊ！　（１ｍ極と、チの３分の１）となした
台形波もしくは略台形波状となっている。

第２図（ｂ）にステータ例のコイルおよび位置検出用の
ホール素子の配置を示す０本例では、６個の集中巻した
コイルＸ１．Ｙｌ、Ｚ、、Ｘ２．Ｙ２゜Ｚ２が等角ピッ
チ（６０°ｍｅｃｈ＝２４０’　ｅｊりもしくは略等角
度°ピッチに配置されている。各コイルの径方向に伸び
たるトルク発注に関与する有効コイル辺の中心ピッチ（
これを実効ピッチと称す）は、マグネット３の１磁極ピ
ツチ（１８０′″ｅｌ）に等しく、もしくは略等しくな
されいる（一般には、１磁極ピツチの奇数倍とする）、
その結果、コイルＸ１とＸ２は同相となり直列もしくは
並列に接続されて第１相のコイル群Ｘを形成し、コイル
Ｙ１とＹ２は第２相のコイル群Ｙを形成し、コイルＺ１
と２２は第３相のコイル群２を形成している。

コイルｘ１．ｙ、、ｚ１の中心部分に位置検出用のホー
ル素子Ａ、Ｂ、Ｃが配置され、マグネット３の磁束密度
を検出し、その出力にもとづいて３相のコイル群Ｘ、Ｙ
、Ｚへの電流を切換え制御している。これについては後
述する。

第４図に本実施例における駆動回路の回路結線図を示す
、同図において、ｘ、ｙ、ｚは環状結線（デルタ結線）
された３相のコイル群、Ａ、Ｂ。

Ｃは位置検出用のホール素子（第２図）、２４゜２５．
２６は第１の出力トランジスタ群、２７゜２８．２９は
第２の出力トランジスタ群、２０はコイルｘ、　ｙ、　
　ｚへの合成供給電流を検出するための抵抗である。第
１の出力トランジスタ２４゜２５．２６は一端（エミッ
タ側）が共通接続されて、抵抗２０を介して○側電源端
子に接続され、各出力端子（コレクタ端子）は環状結線
されたコイルｘ、ｙ、ｚの各粘接点に接続され、制？ｉ
ｌ端子（ベース端子）への電流によって活性・不活性が
制御される。

第２の出力トランジスタ２７．２８．２９は一端（エミ
ッタ側）が共通接続されて■側電源端子に接続され、各
出力端子（コレクタ端子）が第１のトランジスタ２４．
２５．２６の各出力端子に接続され、制御端子（ベース
端子）への電流によって活性・不活性が制御される。ま
た、破線で囲まれた部分２１はホール素子Ａ、Ｂ、Ｃに
よって構成される位置検出器、２２はホール素子Ａ、Ｂ
。

Ｃの多出力に応動する第１の出力トランジスタ群２４．
２５．２６の通電を分配制御する第１の分配制御器、２
３はホール素子Ａ、Ｂ、Ｃの各出力に応動する第２の出
力トランジスタ群２７．２Ｂ。

２９の通電を分配制御する第２の分配制御器である。

さらに、３０はロータ２の回転速度を検出し、その速度
に対応した指令電圧信号８４に変換する速度検出器（周
知の各種の構成が利用できる）、３１と４５は電圧・電
流変換器、３２はカレントミラー回路である。

次に、その動作について説明する。ｉａ源電圧■。

に２０Ｖが印加されると、速度検出器３０の指令信号８
４と直流電ｉｍａａの電圧値は電圧・電流変換器３１に
て比較され、その両者の差に応じた電流が吸収される。

第５図に電圧・電流変換器３１の構成例を示す。

同図において、信号８４と電源３３は差動トランジスタ
１０２，１０３のベース端子にそれぞれ印加され、その
電圧差に応じて定電流源１０６の電流値を各コレクタ側
に分配する。そのコレクタ電流は、トランジスタ１０８
，１０９のカレントミラー回路によって比較・反転され
、ベース接地されたトランジスタ１１１を介して出力（
電流吸込）される。

電圧・電流変換器３１の出力は、カレントミラー回路３
２によって電流反転され、トランジスタ３６の出力は第
１の分配制御器２２に供給されてダイオード４３と抵抗
４４により電圧信号ｖＩに変換される。また、トランジ
スタ３７の出力は第２の分配制御器２３に供給されて、
ダイオード５２゜５３と抵抗５１によって電圧信号ｖ２
に変換される。

電圧信号ｖ１と抵抗２ｏの電圧降下は電圧・電流変換！
ｓ４５にて比較され、その両者の差に応した電流が出力
（電流吸込）され、第１の差動回路８Ｉを構成するトラ
ンジスタ４８，４９．５０の共通エミッタ電流として供
給される。

第６図に電圧・電流変換器４５の構成例を示す。

同図において、トランジスタ１２０のベース側に電圧信
号ｖ１が印加され、エミッタ側に抵抗２゜の電圧降下信
号が印加され、その両者の差に応じたコレクタ電流が流
れ、トランジスタ！２２と１２３によるカレントミラー
によって電流反転され、第１の差動回路８１に供給され
る。

差動回路８１のトランジスタ４Ｂ、４９．５０ノ各ヘー
ス端子にはそれぞれホール素子Ａ、　Ｂ。

Ｃの出力電圧が印加され、そのベース電圧の差に応じて
共通エミッタ電流が各コレクタ端子流に分配され、ベー
ス電圧の最も低いトランジスタのコレクタ電流が最も大
きくなり、他のトランジスタのコレクタ電流は零または
略零となる。

トランジスタ４８，４９．５０の各コレクタ電流は第１
の出力トランジスタ群２４，２５．２６の各ベース電流
となり、電流増幅されてコイルＸ。

ｙ、ｚに供給される。

コイルｘ、ｙ、ｚへの供給電流は抵抗２ｏの電圧降下と
して検出され、電圧・電流変換器４５に入力される。

これにより、電圧・電流変換器４５．第１の差動回路８
１．第１の出力トランジスタ群２４．２５゜２６および
抵抗２０によって第１の帰還ループ（電流帰還ループ）
が構成され、コイルｘ、　ｙ。

Ｚへの供給電流は確実に電圧信号Ｖ、（従って、速度検
出器３０の出力指令信号８４）に対応したｉｔｉ値とな
している。その結果、出力トランジスタ２４，２５．２
６のｈＦｔのバラツキ等の影響は著しく小さくなる。

また、マグネット３の回転に伴ってホール素子Ａ、Ｂ、
Ｃの出力電圧が変化し、対応するコイルに電流を供給す
るように、第１の出力トランジスタ２４．２５．２６の
通電を制御し、円滑に切換えてゆく。なお、コンデンサ
４６は上述の帰還ループの位相補償（発振防止）につけ
ている。

次に、第２の分配制御器と第２の出力トランジスタの動
作について説明する。第２の分配制御器２３は１．第１
の出力トランジスタ群２４．２５゜２６の通電状態にあ
るトランジスタの動作電圧と基準の電圧信号■２を比較
する検出・比較器８２と、第２の差動回路８３によって
構成されている。

カレントミラー回路３２の出力は検出・比較器８２に入
力され、抵抗５１．ダイオード５２．５３によって第１
の出力トランジスタ２４．２５．２６の共通接続端子（
エミッタ側）から所定電圧値の基準電圧信号■２を発生
する。

検出トランジスタ５４．５５．５６の各エミッタ側は入
力端子として基準電位点（信号ｖ２の点）に直流的に（
直接または抵抗、ダイオード等を介して）接続され、各
ベース側は検出端子として第１の出力トランジスタ２４
，２５．２６の各出力端子に直流的に接続されている。

その結果、第１の出力トランジスタ２４，２５．２６の
通電状態にあるトランジスタの動作電圧（Ｖｃｚの絶対
値）と基準電圧信号■２よりもエミッタ・ベース間順方
向電圧（Ｖａｔζ０．７Ｖ）分小さくなると、対応する
検出トランジスタが導通し、コレクタ側に電流を出力す
る。

第７図に出力トランジスタ２７と２５が活性となってい
る場合の電流路を示す、その電流路は、Ｏ側電源端子→
第２の出力トランジスタ２７→コイルｘ、ｙ、ｚ→第１
の出力トランジスタ２５→抵抗２Ｏ−（９側電源端子と
なり、通電状態にある第１の出力トランジスタ２５の動
作電圧（ＶＣＥ）が他の出力トランジスタ２４．２６の
電圧（Ｖｃｉ）よりも小さくなる。その結果、出力トラ
ンジスタ２５の動作電圧と基準電圧信号■２が検出トラ
ンジスタ５５によって比較され、その差に応じたコレク
タ電流が出力される。各検出トランジスタ５４．５５．
５６の出力電流は合成され（コレクタ側を共通接続）、
トランジスタ５９、ダイオード５７．抵抗５８．６０の
カレントミラーによって反転・増幅され、第２の差動回
路８３の共通エミッタ電流として吸引される。

差動回路８３のトランジスタ６３．６４．６５の各ベー
ス端子にはホール素子Ａ、Ｂ、Ｃの出力が印加され、そ
のベース電圧に応じて共通エミッタ電流をコレクタ側に
分配する。トランジスタ６３．６４．６５の各コレクタ
電流は第２の出力トランジスタ２７．２８．２９の各ベ
ース電流となり、コイルＸ、Ｙ、Ｚへの通電を切換え制
御している。

従って、検出・比較器８２．第２の差動回路８３、第２
の出力トランジスタ２７．２８．２９とコイルｘ、ｙ、
ｚによって第２の帰還ループが構成され、第１の出力ト
ランジスタ２４．２５．２６の通電状態にあるトランジ
スタの動作電圧（ＶＣＥ）を能動領域内の所定の小さな
電圧値に一致させるように動作する。これについて説明
すれば、第１の出力トランジスタの動作電圧の減少は、
検出・比較器８２によって検出・比較されて、その吸込
電流を大きくし、第２の出力トランジスタのベース電流
、従って、そのコレクタ電流を大きくなし、コイルＸ、
Ｙ、Ｚへの供給電流を大きくする。第１の出力トランジ
スタの出力電流（吸込電流）は前述の第１の帰還ループ
の動作によって一定となされているため、第２の出力ト
ランジスタの出力電流が増大すると、コイルｘ、ｙ、ｚ
での電圧降下を大きくすると共に第１の出力トランジス
タの動作電圧を大きくする。その結果、第１の出力トラ
ンジスタの動作電圧が一定または略一定となるように第
２の出力トランジスタの通電が制御される。

このような第２の帰還ループを施すならば、第２の差動
回路８３．および第２の出力トランジスタ２７，２８．
２９の動作が安定し、位置検出器２１の出力に応動する
通電トランジスタの切換えが確実かつ円滑に行なわれる
。

また、基準電圧信号ｖ２の値は電源電圧ｖｓ＝２０Ｖよ
りも十分に小さく設定でき、第１の出力トランジスタの
通電時の動作電圧は能動領域内の小さな値に制御されて
いるために、コイルｘ、ｙ。

Ｚへの供給電圧の鰻大値を十分に大きくとれる。

なお、コンデンサ６１は第２の帰還ループの位相補償（
発振防止）用であり、第２の出力トランジスタ２７，２
８．２９に並列接続されたコンデンサ６６．６８．７０
と抵抗６７．６９．７１の直列回路は電流路の切換えに
伴うスパイク状電圧を低減するものである。

次に、第１図〜第４図に示した実施例の通電動作および
発生トルクについて、第８図（マグネットとコイルの関
係図）、第９図（動作説明波形図）および第１０図（を
流路の切換図）を参照して説明する。

第８図はマグネット３とコイルＸ１の関係を表わした図
である。一般に、発生トルクは電流と磁束密度の積に比
例する（フレミングの法則）。第８図のコイルｘ１に電
流ｉを流した場合を考えると、コイルＸｌの両端の有効
コイル辺（径方向に伸びたる部分）では電流の向きが逆
になるから、その発生トルクτは τ＝に−１（Ｂ（θ）−Ｂ（θ＋α））・・・・・・（
１）となる、ここに、ｋは比例定数であり、θはマグネ
ット３の一点Ｒとステータの一点Ｑを回転中心０より見
た回転角度（″ｉ電気角であり、αはコイルｘ１の実効
ピッチ（有効コイル辺の中心ピッチを電気角で表わした
もの）である。

第２図に示すように、コイルＸ１とＩ２が電気的に同相
におかれ、そのコイルＸ１とＩ２を直列または並列に接
続して第１相のコイル群Ｘを形成し、各コイルＸ、、Ｘ
２の実効ピッチαをマグネット３の１磁掻ピツチ１８０
°ｅ！（の奇数倍）に等しくまたは略等しくなしている
。また、第２相のコイル群Ｙは第１相のコイル群Ｘと電
気的に１２０°ｅｌｌの位相差を有して配！され、第３
相のコイル群Ｚは第２相のコイル群Ｙと１２０’ｅｌの
位相差を有して配置されている。さらに、マグネット３
のＮ極、Ｓ極の発生する磁束密度Ｂ（φ）は第３図に示
すように６０＠ｅｌの平坦部分を有する台形波状の分布
となっている。従って、各相０）コイ）ｋＸ、Ｙ、ＺＩ
Ｚ電流１ｘ、ＩＹ、Ｉ２を供給するときの各相のコイル
ｘ、ｙ、ｚによるトルクτ工、τ７．τ２はそれぞれ τ８−に１　・■工 ・　（Ｂ（θ）−Ｂ（θ＋１８０’　ｅｌ）・・・・・
・（２） τ”Ｉ　＝ＫＩ　　・Ｉ、　　・（Ｂ　（θ＋１２０°
　ｅｊり−８（θ＋３００”　ｅ　／）　）　　　・・
・・・・（３）ｔ２−に１−１２　　・　（Ｂ（θ＋２
４０°　ｅｌ）−Ｂ（θ＋４２０′″　ｅ　ｆ！　）　
）　　　　・−−＜４）となり、その合成発生トルクＴ
は Ｔ−ｒｘ＋τＹ＋τ２　　　　　　　　・・・・・・（
５）となる。

（２）、　（３）、　（４）式より各相のコイルＸ、Ｙ
、Ｚによる発生トルクは、コイルの実効ピッチ両端にお
ける有効コイル辺での磁束密度の差に比例することがわ
かる。第９図（ａ）にその磁束密度差の回転角度に対す
る変化を示す、各コイルの実効ピッチを１８０’　ｅｌ
　（の奇数倍）となしていることから、マグネット３の
磁束密度分布と相似または略相恨の波形とり、６０”ｅ
ｌの平坦部分を有する台形波または略台形波状の波形と
なる。また、コイルｘ、ｙ、ｚではそれぞれ１２０°ｅ
２の位相差を有するようになる。

ホール素子Ａ、Ｂ、Ｃは、それぞれコイルＸ１゜Ｙｌ、
Ｚｌの中心におかれ（第２図）、それぞれの位置におけ
る磁束密度に比例したホール電圧を出力する。従って、
第９図（ハ）に示すように、磁束密度Ｂ（φ）の分布に
相似した３相の台形波状の電圧波形を出力する。

第９図（ｂ）に示されたごとき３相のホール電圧にもと
づいて、第４図の駆動回路によりコイルＸ。

Ｙ、Ｚへの電流路を切換えると、その電流路はロータの
回路に伴って第１Ｏ図■〜■のように切換わっでいく、
すなわち、ｖＡ、ｖＢ、ｖｃをそれぞれホール素子Ａ、
　Ｂ、　Ｃの出力電圧とすると、■　ＵＡ、ＵＢ、Ｕｏ
の領域（第１０図■）第１の出力トランジスタ２６と第
２の出力トランジスタ２８が活性となる。このとき、各
相のコイルｘ、ｙ、ｚの抵抗は等しい（または略等しい
）ため、コイルへの合成供給電流【、はコイルＹにＩｖ
＝−２１，／３、コイルＸとＺに■工＝１２＝Ｉ、／３
と分流する（逆起電圧を無視した場合）、ここに、Ｉ、
、ＩＹ、Ｉ２は第１０図の（基本）の向きを正方向とす
る。

■　ＵＢ、ＵＡ、ＵｃＯ）ｅｆＪ域（第１０図■）第１
の出力トランジスタ２６と第２の出力トランジスタ２７
が活性となる。

■　ＵＢ、Ｕｏ、ＵＡの領域（第１θ図■）第１の出力
トランジスタ２５と第２の出力トランジスタ２７が活性
となる。

■　Ｕ、、ＵＢ、ＵＡの領域（第１０図■）第１の出力
トランジスタ２５と第２の出力トランジスタ２９が活性
となる。

■　Ｕ、、ＵＡ、ＵＢの領域（第１Ｏ図■）第１の出力
トランジスタ２４と第２の出力トランジスタ２９が活性
となる。

■　ＵＡ、ＵＢ、Ｕｏの領域（第１０図■）第１の出力
トランジスタ２４と第２の出力トランジスタ２８が活性
となる。

次に、■にもとり、順次これを繰り返していく。

その結果、マグネット３の回転に伴って各相のコイルＸ
、　Ｙ、　　Ｚへの電流Ｉｘ、ＩＹ、Ｉ２は、第９図（
Ｃ）、　（ｄ）、　（ｅ）に示すように変化していく（
逆起電圧の影響を無視した場合）。

いま、■の状態の発生トルクを考えると、（２）。

（３）、　（４）式よりτい　τ７．τ２は第９図（ｆ
）となり、その合成発生トルクＴは完全に一定となる。

他の状態（■、■、■、■、■）も同様に一定となる。

モータのトルクリップルは、供給電流■、を一定とした
ときの発生トルクの場所的な（回転角度に応じた）変動
であるが、本発明のブラシレス直流上−タではその発生
トルクが均一（第９図（ｆ））となり、トルクリップル
は零である。

次に、ロータの回転に伴ってコイルｘ、ｙ、ｚに誘起さ
れる逆起電圧の影響について説明する。

モータコイルに発生する逆起電圧は、ロータの回転速度
Ｎと有効コイル辺における磁束密度の積に比例する（フ
レミングの法則）、従って、本実施例のごとき構成では
、コイルＸ、Ｙ、Ｚに誘起される逆起電圧ｅＸ、ｅ、、
ｅ２は、 ｅｘ＝に２−Ｎ・　（Ｂ　（θ） −Ｂ（θ＋１８０’ｅｆｆｉ）ｌ　　　−・＝（６）ｅ
ｖ　＝に２　・Ｎ・（Ｂ　（θ＋１２０″′ｅ２）−Ｂ
（θ＋３００°ｅ　（１）　）　　　・−−−−・（７
）ｅ２＝に２−Ｎ・　（Ｂ　（θ＋２４０＠ｅｌ）−Ｂ
（θ＋４２０”ｅｊり）　　　−＝４８）となり、速度
Ｎを一定とすれば（Ｋ２は比例定数）、各相のコイルｘ
、ｙ、ｚの実効ピッチ両端の磁束密度差に比例する。す
なわち、第９図（ａ）の磁束密度差の波形と相似した波
形（６０°ｅｌの平坦部分を有する台形波もしくは台形
波状の波形）の３相の逆起電圧ｅｘ　、ｅｙ　、ｅｚが
生じる。

いま、第９図および第１０図の■の状態を例にとり考え
ると、第１１１ｉＪに示すように合成電流Ｉ。

は１１とＩ２に分流する。ここに、各相のコイル抵抗を
ｒとする。このとき、電圧・電流関係式％式％） （９） が成立する。

逆起電圧ｅｘ、ｅｙ、ｅｚは第９図（ａ）のように変化
するから、ロータのどの位置においてもｅ　Ｘ　＋　ｅ
　ｙ　十ｅ　２　；Ｏ”’　”−００となる。すなわち
、環状結線された３相のコイルｘ、ｙ、ｚに生じる逆起
電圧１！Ｘ、ｅｙ、ｅｚによるループ電圧は常に零とな
り、環状電流は流れない。

従って、（９）、　Ｑω、００式より １１　＝　２　Ｉ　＠　／　３　　　　　　　　　　　
　・・・・−０２）ｉ２＝１．／３　　　　　　　　　
　　　　・・・・・・ｑ湯となる。同様に、第１０図の
■、■、■、■、■においても、００式が成立し、逆起
電圧による影響は発生しないために、ロータが高速回転
している場合の各相のコイルＸ、Ｙ、Ｚへの電流１ｘ、
ＩＹ。

Ｉ２は第９図（ｃ）、　（ｄ）、　（ｅｌとなり、ソノ
発生トルクＴは均一となる。

このように、本発明のブラシレス直流モータは、どの回
転速度においても発生トルクが均一（トルクリップルが
零）であり、トルク変動や振動の少ないものである。こ
れは、各相のコイルｘ、ｙ、ｚに生じる逆起電圧の波形
を６０°ｅ２の平坦部分を有する台形波または台形波状
の波形となすことにより、３相の逆起電圧ｅＸ＋ｅｙ＋
６２の和を常に零となし、その和電圧（ｅｘ＋ｅＹ＋ｅ
２）にもとづく環状電流を零となしている点と、６０＠
ｅｌ毎に電流路を切換えて逆起電圧の平坦な部分となる
相のコイルに大きな電流（２１，／３）を分流し、他の
２相のコイルを直列として小さな電流（Ｉ　ｔ／３）を
分流させるようにしていることにより得られている。こ
のようなモータは、各相のコイルの有効コイル辺の実効
ピッチをマグネットの１磁極ピツチ（１８０°ｅりの奇
数倍となし、かつマグネットの発生する磁束密度の分布
でＮ極、Ｓ極の強い平坦部分のピッチが６０°ｅｌの台
形波もしくは台形波状の波形となすことにより容易に実
現できる。このようにするならば、マグネットのＮ極、
Ｓ極の発生磁束密度の最も強い部分の平坦部分が６０°
ｅ！とｌＶＡ極ピッチ（１８０°ｅｌ）の３分の１で良
く、単一の円板状マグネット（または円環状マグネット
）に簡単に着磁形成できると共に、マグネットと鉄板（
または鉄心）の間のギャップが広い場合でも容易に実現
できる。

すなわち、スロットレス形やコアレス形のブラシレス直
流モータに好適である。しかし、本発明はそのような場
合に限らず、コア・スロット付のブラシレス直流モータ
でも構成できる（これについては後述する）。

さらに、前述の実施例では、第１の出力トランジスタの
通電時の動作電圧を検出し、その電圧が所定の値となる
ように第２の出力トランジスタを制御（第２の帰還ルー
プ）しているために、安定。

確実かつ、なめらかな電流の切換えができる。さらに、
第１の出力トランジスタ２４，２５．２６の通電電流を
検出して電圧信号ｖ１に対応した電流を流すようにして
いるために（第１の帰還ループ）、第１の出力トランジ
スタの電流の切換えが安定、確実かつ、なめらかになり
、その動作電圧の検出が容易かつ確実となる。

また、入力端子側を直流的に基準電圧信号ｖ２の電位点
に接続し、各検出端子側を直流的に第１の出力トランジ
スタ２４，２５．２６の各出力端子に接続したＰＮＰ形
の検出トランジスタ５４゜５５．５６を使用しているた
めに、第１の出力トランジスタ２４．２５．２６の動作
電圧の検出に必要とされる素子は、トランジスタ５４，
５５゜５６．５９、ダイオード５２．５３．５７、抵抗
５１．５８．６０となり、単一のシリコン・チップ上に
集積回路（ＩＣ）化できる。その結果、第４図の駆動回
路部分をワンチップ集積回路にて構成する場合に、外付
部品が少なくなり製造が著しく容易となると共に、その
検出特性も相関のバラツキが小さくなり、検出に必要な
電流も小さくて良い。

また、前述の実施例では、第１の出力トランジスタ２４
，２５．２６の動作電圧と比較する基準電圧信号■２を
指令電圧信号８４に応動して変化させ、コイルＸ、Ｙ、
Ｚへの供給電流（すなわち、第１の出力トランジスタの
通電電流）が大きい時には信号ｖ２を大きくし、供給電
流の小さいときには信号■２を小さくしている。これに
より、第１の出力トランジスタ２４．２５．２６の通電
状態にあるトランジスタの動作電圧（Ｖｃりが、その通
電電流の大小にかかわらず確実に能動領域内の（小さな
）電圧値となるように第２の出力トランジスタ２７．２
８．２９の通電電流が制御される。すなわち、通電電流
の増加に伴ってトランジスタの飽和領域（飽和電圧）が
増大するが、基準電圧信号ｖ２を連動変化させて同程度
もしくはそれ以上に増大させることにより、第１の出力
トランジスタが飽和領域に至る前に検出、比較し、第２
の出力トランジスタを制御している。これにより、第２
の帰還ループの動作が安定する。

第１２図に本発明のブラシレス直流モータに使用される
駆動回路の他の構成例を示す、なお、同図において、第
４図の駆動回路で説明したものと同一の機能を有する部
品については同一の符号を付した。第１２図において、
２１は位置検出器、２２は第１の分配制御器、２３は第
２の分配制御器、２４，２５．２６は第１の出力トラン
ジスタ、２７．２８．２９は第２の出力トランジスタ、
３０は速度検出器、３１．４５は電圧・電流変換器、３
２はカレントミラー回路、８１は第１の差動回路、８３
は第２の差動回路である。

第１の出力トランジスタ２４，２５，２６、抵抗２０、
電圧・電流変換器４５、第１の差動回路８１にて第１の
帰還ループ（を流帰還ループ）が構成され、指令電圧信
号８４に対応した電流が位置検出器２１のホール素子Ａ
、Ｂ、Ｃにて選択された出力トランジスタを介してコイ
ルｘ、　ｙ、　　ｚに供給される。

第２の分配制御器２３の検出・比較器９０は、第２の出
力トランジスタ２７，２８．２９の通電状態のトランジ
スタの動作電圧とダイオード１３２゜１３３、抵抗１３
４に生じる基準電圧信号ｖ３を検出トランジスタ１３６
，１３８，１４０によって比較、検出して、その出力信
号をトランジスタ１４５．１４６の差動回路によってさ
らに基準電圧信号と比較して、トランジスタ１４６のコ
レクタ側より出力し、第２の差動回路８３の共通エミッ
タ電流として供給している。第２０差動回路８３のトラ
ンジスタ６３，６４．６５は位置検出器２１のホール素
子Ａ、Ｂ、Ｃの出力に応動して活性、不活性が切換ねり
、第２の出力トランジスタ２７．２８．２９の通電を制
御している。すなわち、検出・比較器９０、第２の差動
回路８３、第２の出力トランジスタ２７．２８．２９に
よって第２の帰還ループを構成し、第２の出力トランジ
スタの通電状態のトランジスタの動作電圧を検出して、
その電圧が能動領域内の小さな値となるように第２の出
力トランジスタの通電電流を制御している。

このような構成であっても、前述の第９図（Ｃ）。

（イ）、（ｅ）に示した電流の供給がなされ、発生トル
クは均一となる。

第１３図に本発明のブラシレス直流モータに使用される
駆動回路の別の例を示す。本駆動回路は、直流電源から
可変出力の直流電圧を得るスイッチング方式の電圧変換
を介してモータコイルに給電することにより、出力トラ
ンジスタのコレクタ損失を著しく低減したものである。

同図において、２００は直流電源、破線にて囲まれた部
分２０１は直流電源２００とコイルＸ。

Ｙ、Ｚの間に挿入されたスイッチング方式の電圧変換器
、２０２はホール素子Ａ、Ｂ、Ｃにより構成された位置
検出器、２０３は位置検出器２０２の出力に応動してコ
イルｘ、ｙ、ｚへの電流路を制御する分配器である。ま
た、第１のスイッチトランジスタ２０４，２０５．２０
６は、電圧変換器２０１の負極側出力端子に一端（エミ
ッタ側）が共通接続され、各出力端子（コレクタ側）が
環状結線された３相のコイルｘ、　ｙ、　　ｚの結接点
に接続され、その制御端子（ベース側）への電流を分配
器２０３により制御され、オン・オフ動作すス 第２のスイッチトランジスタ２０７，２０８゜２０９は
、電圧変換器２０１の正極側出力端子に一端（コレクタ
側）が共通接続され、各出力端子（エミッタ側）が第１
のスイッチトランジスタ２０４．２０５，２０６の各出
力端子に接続され、その制御１端子（ベース側）への電
流を分配器２０３により制御され、オン・オフ動作する
。

次に、その動作について説明する。マグネット３（第１
図参照）の回転速度を速度検出器２１０にて検出し、そ
の回転速度に応じた電圧信号Ｖｄを出力する。速度検出
器２１０の出力電圧ｖｄに応じて、電圧変換器２０１の
スイッチング制御器２２２はスイッチングトランジスタ
２２１をオン・オフさせ、そのオン時間比率（オン時間
／オン・オフ周期時間）を制御している。スイッチング
制御器２２２は、たとえば三角波発生器とコンパレイ比
ノパルス信号を作り、スイッチングトランジスタ２２１
をオン・オフ制御する。スイッチングトランジスタ２２
１による出力パルス電圧はダイオード２２３．インダク
タンス素子２２４．コンデンサ２２５にて平滑され、電
圧変換器２０１の出力電圧■。はスインチングトランジ
スタ２２１のオン時間比率に対応した値、すなわち、速
度検出器２１０の出力電圧Ｖ、に対応した値となる。

電圧変換器２０１の出力電圧■。は、第１のスイッチト
ランジスタ２０４．２０５，２０６および第２のスイッ
チトランジスタ２０７，２０８゜２０９を介して３相の
コイルｘ、ｙ、ｚに印加される。

マグネット３の回転位置を位置検出器２０２にて検出し
、その位置に応じた電圧信号を分配器２０３に入力する
０分配器２０３は、電流供給器２１１と第１の差動回路
２１２と第２の差動回路２４０．２４１，２４２．２４
３の各ベース端子には、それぞれ位置検出器２０２の出
力電圧が印加されている。

電流供給器２１１は第１および第２の差動回路２１２．
２１３に共通エミンタ電流を供給している。第１の差動
回路２１２はトランジスタ２３８゜２３９．２４０のヘ
ース電圧（位置検出器２０２の出力）に応動して１個の
トランジスタが活性となり、共通エミッタ電流をコレク
タ側に分配する。

トランジスタ２３８，２３９．２４０の各コレクタ電流
は、第１のスイッチトランジスタ２０４゜２０５．２０
６の各ベース電流となり、位置検出器２０２の出力に応
じた第１のスイッチトランジスタを常時１個オン状態に
している。

また、第２０差動回路２１３はトランジスタ２４１．２
４２，２４３のベース電圧（位置検出器２０２の出力）
に応じて１個のトランジスタが活性となり、共通エミッ
タ電流をコレクタ側に分配する。トランジスタ２４１，
２４２，２４３の各コレクタ電流は、それぞれカレント
ミラー回路２１４．２１５．２１６を介して第２のスイ
ッチトランジスタ２０７，２０８，２０９の各ベース電
流となり、位置検出器２０２の出力に応した第２のスイ
ッチトランジスタを常時１個オン状態になしている。

すなわち、位置検出器２０２の出力に応動して分配器２
０３は、第１のスイッチトランジスタ２０４．２０５．
２０６と第２のスイッチトランジスタ２０７，２０８，
２０９をオン、オフ制御し、ロータ２（第１図参照）の
回転に伴って３相のコイルｘ、ｙ、ｚへの電流路を第１
０図■〜■のように順次切換えている。

いま、第１のスイッチトランジスタ２０６と第２のスイ
ッチトランジスタ２０７がオンになっている場合（第１
０図■に相当）を考えると、第１４図のように電流が流
れる。従って、 Ｖ、　＝　Ｖ（２・Ｖｃｔ　（ｓａｔ）　　　　　　・
・・・・・０４１＝ｒ−ｉ１＋ｅｘ　　　　　　　　・
・・・・・００＝２　ｒ−ｉ２　　　（ｅＹ＋　ｅｚ　
）　　　−＝・Ｑω１１＝ｉｌ＋ｉ２　　　　　　　　
　　　・・・・・・０ηとなる。ここに、ｒはコイルの
抵抗骨である。前述の説明（第９図）より、本発明のブ
ラシレス直流モータでは常に ｅｘ＋ｅＹ＋ｅＺ＝０ が成立する〔Ｏｌ）式参照〕。その結果、ｉ、＝２Ｔ、
／３　　　　　　　　　　　・・・・・・０印ｉ　２　
＝ｒ　ｔ　／　３　　　　　　　　　　　　・・・・・
・ａ９１、＝　（３／２・１／ｒ） ・（Ｖ（２・Ｖｃｔ＋ｓａｔ＋　　ｅｘ）・・・・・・
Ｑｌ となる。

ここで、電圧変換器２０１の出力電圧■。を−定とした
ときの発生トルク変動がトルクリップルとなるｅＶｃｔ
ｌｓｓＬｌはスイッチトランジスタの飽和電圧であり、
一定と考えてよい。

従って、［相］式よりコイルに供給される電流■。

はコイルＸの逆起電圧ｅｘに関係するようになるが、逆
起電圧ｅｘは回転速度Ｎを一定とすれば、化する〔すな
わち、第９図（ａ）の各波形が各逆起電圧ｅＸ、ｅＹ、
ｅ２の波形と考えて良い〕、また、第１４図のような状
態は、第９図および第１０図の■の状態に相当すること
から、この期間におけるｅｘは一定である。

従って、（至）弐より合成電流Ｉｔが一定となり、Ｑ８
）、　０９）式に対応した一定の電流１１．１２が各相
のコイルに分流する。他の状態においても同様であり、
ロータ２の回転に伴って各相のコイルＸ。

ｙ、ｚには第９図（ｃ）、　（ｄ）、　（ｅ）のような
電流ＩＸ。

ＩＹ、Ｉ２が供給される。その結果、合成の発生トルク
Ｔ−τ８＋τ７＋τ２は第９図（ｆ）のように均一（ト
ルクリップルは零）となる。

本駆動回路においては、スイッチング方式の電圧変換器
２０１を使用して、直流電源２００の電圧ｖ３＝２０ｖ
から所望の直流電圧ｖｘ　（速度検出器２１０の出力信
号に対応）を得て、オン・オフ動作する第１および第２
のスイッチトランジスタ２０４，２０５，２０６，２０
７，２０８゜２０９により３相のコイルＸ、Ｙ、Ｚに供
給している。

その結果、第１および第２のスイッチトランジスタにお
けるコレクタ損失および電圧変換器２０１による変換損
失はかなり小さくなり、第４図、第１２図に示されるよ
うなアナログ動作する第１および第２の出力トランジス
タ２４，２５゜２６．２７．２８．２９にて消費される
コレクタ損失に比較して大幅に小さくなる。特に、その
効果はコイル電圧ｖＭ　（第１４図）が小さい時に大き
く、本駆動回路の電力損失は著しく小さくなっている。

さらに、第１３図の駆動回路においては、電圧変換器２
０１の出力電圧Ｖ。を検出して、第１および第２のスイ
ッチトランジスタのベース電流を、ｖｏが小さい時に小
さく、ｖｏが大きい時に大きくすることにより、ベース
電流損失も低減している。

これについて説明すれば、分配器２０３の電流供給器２
１１は電圧変換器２０１の出力電圧Ｖ。

を抵抗２２７によって検出し、その電圧値ｖｃが大きく
なると第１および第２の差動回路２１２゜２１３の共通
エミッタ電流を大きくし、第１および第２のスイッチト
ランジスタ２０４，２０５゜２０６．２０７，２０８，
２０９へのベース電流を大きくする。逆に、電圧変換器
２０１の出力電圧■。が小さくなると電流供給器２１１
の出力電流が小さくなり、第１および第２のスイッチト
ランジスタのベース電流を小さくしている（スイッチト
ランジスタがオン・オフ動作するように十分なベース電
流が常に供給される）。

その結果、起動・加速時の大電流動作時（ｖｏが大きく
なりコイルへの供給電流が大きくなる時）にも十分なベ
ース電流を第１と第２のスイッチトランジスタに供給す
ると共に、定速回転時の小電流動作時（ｖｏが小さくな
りコイルへの供給電流も小さくなる時）には、そのベー
ス電流は必要最小限の値よりも少し多い程度まで小さく
している。

これにより、第１と第２のスイッチトランジスタの小電
流通電時のベース電流損失は著しく軽減される。

前述の実施例では、３相のコイルＸ、、Ｘ、。

Ｙｌ、ｙ２．ｚｌ、ｚ２を平面的に重なり合わないよう
に配置した例〔第２図（ｂ）参照〕を示したが、本発明
はそのような場合に限らず、３相のコイルを重ね合わせ
るように配置しても良い。これについて、第１５図およ
び第１６図を参照して説明する。

第１５図は波巻きにした１相分のコイル４００を表わし
ている。８極着磁されたマグネット３〔第２図（ａ）参
照〕に対向して、１２０°ｅｌずつ位相をずらした３相
のコイル４００を重ね合わせて３相のコイルｘ、ｙ、ｚ
を形成するようにしている。

各相のコイル４００は有効コイル辺のピッチを１８０＠
ｅｊ！　（の奇数倍）となし、発生トルクの変動を小さ
くしている。

第１６図は集中巻きした８個のコイル４１１゜４１２．
４１３，４１４，４１５，４１６，４１７゜４１８を直
列接続してｌ相分のコイル群となしている。

さらに、前述の実施例では、スロットレス形のブラシレ
ス直流モータを例（第１図）にとって説明したが、本発
明はそのような場合に限らず、コア・スロット付のブラ
シレス直流モータも構成できる。

第１７図に本出願人が特願昭５２−６７６７１号にて提
案したコア・スロット付のモータの一例を示す。同図に
おいて、ロータ５０１に取付けられたマグネット５０２
は等角度（９０°ｍｅｃｈ）または略等角度に４極の磁
極が着磁形成されている。マグネット５０２の発生する
磁束密度の分布は、第３図に示すように、６０°ｅＩｌ
の平坦部分を有する台形波または台形波状の波形となし
ている。

マグネット５０２の磁極に対向してステータ鉄心（コア
）５０３が配置され、ステータ鉄心５０３は主突極５０
４と補助突極５０５がそれぞれ３個設けられている。３
個の主突極はそれぞれ２４００ｅｌ（または１２０°ｅ
２）の位相差を設けて配各主突極の両端の溝のピッチを
９６’ｍｅｃｈ（１９２°ｅｊり、各補助突極の両端の
溝のピッチを２４″’　ｍｅｃｈ　（４Ｂ”　ｅｊり程
度となされている。各コイルｘ、ｙ、ｚの実効ピッチ（
磁束を集めるピッチ）は、はぼ主突極の両端の溝のピッ
チ（１９０＠　ｅｆｆｉ）に等しくなり、マグネット５
０２の１磁極ピツチ（１８０°ｅｌ）にほとんど等しく
なされている。

従って、このようなモータに第４図、第１２図または第
１３図のような駆動回路によって第９図（Ｃ）、　（ｄ
）、　（ｅ）のような電流を供給するならば、発生トル
クは均一（トルクリップルが小さい）となる。

なお、各主突極５０４の先端には補助溝５０７が２４°
ｍｅｃｈ毎に３個ずつ設けられ、巻線用溝５０６と補助
溝５０７が等角度ピッチ（２４゜ｍｅ　ｃ　ｈ）または
略等角度ピッチに配置され、コギントルクも小さ（なる
ようにしている。

なお、前述の本発明の各実施例では、ホール素子を使用
して位置検出器を構成したが、本発明はそのような場合
に限らず、周知の他の手段（フォトカップラ一方式、高
周波結合方式、過飽和インダクタ方式等）を用いても良
いことはいうまでもない。

以上の説明から明らかなように、本発明のブラシレス直
流モータは発生トルクが均一（トルクリップルが小さい
）であり、トルク変動の著しく小さいものである。従っ
て、本発明にもとづいて、たとえば音響・映像機器用の
ブラシレス直流モータを構成するならば、高性能な機器
を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のモータ構造を表わす縦断面
図、第２図（ａ）および（ｂ）は同実施例におけるマグ
ネットのＭ１掻の配置を表わす図およびコイルとホール
素子の配置を表わす図、第３図はマグネットの発生磁束
密度の分布図、第４図は本発明の実施例における駆動回
路図、第５図および第６図はそれぞれ電圧・電流変換器
の具体的な構成例を示す回路図、第７図は第４図の動作
説明用の回旋例の動作を説明するための波形図、第１０
図は同実施例におけるコイルへの電流路の切換わりを示
す図、第１１図はそのコイルへの電流を説明するための
図、第１２図および第１３図はそれぞれ本発明で使用し
得る駆動回路の他の例を示す結線図、第１４図は同実施
例におけるコイルへの電流を説明するための図、第１５
図および第１６図は本発明で使用するコイルの他の構成
図（１相分）を示す図、第１７図は本発明に使用できる
他のモータ構造を表わす構成断面図である。 １・・・・・・回転軸、２・・・・・・ロータ、３・・
・・・・マグネット、４・・・・・・ステータ、５・・
・・・・コイル、Ｘ１〜Ｚ２゜ｘ、ｙ、ｚ・・・・・・
コイル、Ａ、Ｂ、Ｃ・・・・・・ホール素子、２１・・
・・・・位置検出器、２２．２３・・・・・・第１と第
２の分配制御器、２４，２５．２６・・・・・・第１の
出力トランジスタ、２７．２８．２９・・・・・・第２
の出力トランジスタ、３０・・・・・・速度検出器、３
１゜４５・・・・・・電圧・電流変換器、３２・・・・
・・カレントミラー回路、８１．８３・・・・・・第１
と第２の差動回路、８２．９０・・・・・・検出・比較
器、２００・・・・・・直流電源、２０１・・・・・・
電圧変換器、２０２・・・・・・位置検出器、２０３・
・・・・・分配器、２０４，２０５，２０６・・・・・
・第１のスイッチトランジスタ、２０７，２０８゜２０
９・・・・・・第２のスイッチトランジスタ、２１０・
・・・・・速度検出器、２１１・・・・・・電流供給器
、、２１２゜２１３・・・・・・第１と第２の差動回路
、２１４，２１５゜２１６・・・・・・カレントミラー
回路、２２２・・・・・・スイッチング制御器、４００
，４１１〜４１８・・・・・・コイル、５０１・・・・
・・ロータ、５０２・・・・・・マグネット、５０３・
・・・・・ステータ鉄心、５０４・・・・・・主突極、
５０５・・・・・・補助突極。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）Ｎ極とＳ極の永久磁極を交互に複数極着磁され、
   円周上において磁束密度の分布を平坦部分が電気角６０
   ゜程度の台形波状にされたマグネットを有するロータと
   、前記マグネットの磁束と鎖交する位置に配置され、各
   コイルの実効ピッチを電気角１８０゜程度にされ、前記
   各コイルの実効ピッチ両端における前記マグネットの発
   生磁束密度差の分布を前記ロータの回転角度について平
   坦部分が電気角６０゜程度の台形波状にされ、複数個の
   前記コイルを環状結線されて形成された３相のコイル群
   と、前記ロータの回転位置を検出する位置検出手段と、
   環状結線された前記３相のコイル群の３個の結節点と直
   流電源の一端の間の電流路を形成する３個のトランジス
   タからなる第１の出力トランジスタ群と、前記３個の結
   節点と前記直流電源の他端の間の電流路を形成する３個
   のトランジスタからなる第２の出力トランジスタ群と、
   前記コイル群への電流供給を指令する指令信号に対応し
   、かつ、前記位置検出手段の出力信号に応動して前記３
   相のコイル群のうちで前記発生磁束密度差の分布が平坦
   部分にある相の前記コイル群の一方の結節点に電流を供
   給するように前記第１の出力トランジスタ群の通電を分
   配制御する第１の分配制御手段と、前記位置検出手段の
   出力信号に応動して前記平坦部分にある相の前記コイル
   群の他方の結節点と前記直流電源の電流路を形成するよ
   うに前記第２の出力トランジスタ群の通電を分配制御す
   る第２の分配制御手段を具備し、前記第２の分配制御手
   段は、前記第１の出力トランジスタ群の通電状態にある
   トランジスタの動作電圧を検出する動作検出手段と、前
   記第１の出力トランジスタ群の動作電圧を検出した前記
   動作検出手段の出力信号に応動して前記第２の出力トラ
   ンジスタ群の通電電流を制御し、通電状態にある前記第
   １の出力トランジスタの動作電圧が大きくなると通電状
   態にある前記第２の出力トランジスタの通電電流を小さ
   くし、通電状態にある前記第１の出力トランジスタの動
   作電圧が小さくなると通電状態にある前記第２の出力ト
   ランジスタの通電電流を大きくする制御手段を含んで構
   成されたブラシレス直流モータ。
2. （２）Ｎ極とＳ極の永久磁極を交互に複数極着磁され、
   円周上において磁束密度の分布を平坦部分が電気角６０
   ゜程度の台形波状にされたマグネットを有するロータと
   、前記マグネットの磁束と鎖交する位置に配置され、各
   コイルの実効ピッチを電気角１８０゜程度にされ、前記
   各コイルの実効ピッチ両端における前記マグネットの発
   生磁束密度差の分布を前記ロータの回転角度について平
   坦部分が電気角６０゜程度の台形波状にされ、複数個の
   前記コイルを環状結線されて形成された３相のコイル群
   と、前記ロータの回転位置を検出する位置検出手段と、
   環状結線された前記３相のコイル群の３個の結節点と直
   流電源の一端の間の電流路を形成する３個のトランジス
   タからなる第１の出力トランジスタ群と、前記３個の結
   節点と前記直流電源の他端の間の電流路を形成する３個
   のトランジスタからなる第２の出力トランジスタ群と、
   前記コイル群への電流供給を指令する指令信号に対応し
   、かつ、前記位置検出手段の出力信号に応動して前記３
   相のコイル群のうちで前記発生磁束密度差の分布が平坦
   部分にある相の前記コイル群の一方の結節点に電流を供
   給するように前記第１の出力トランジスタ群の通電を分
   配制御する第１の分配制御手段と、前記位置検出手段の
   出力信号に応動して前記平坦部分にある相の前記コイル
   群の他方の結節点と前記直流電源の電流路を形成するよ
   うに前記第２の出力トランジスタ群の通電を分配制御す
   る第２の分配制御手段を具備し、前記第２の分配制御手
   段は、前記指令信号に応動して電圧値を変化させる基準
   電圧信号を得る基準電圧発生手段と、前記第１の出力ト
   ランジスタ群の通電状態にあるトランジスタの動作電圧
   と前記基準電圧信号を比較する比較手段と、前記第１の
   出力トランジスタ群の動作電圧を比較した前記比較手段
   の出力信号に応動して前記第２の出力トランジスタ群の
   通電電流を制御し、通電状態にある前記第１の出力トラ
   ンジスタの動作電圧が大きくなると通電状態にある前記
   第２の出力トランジスタの通電電流を小さくし、通電状
   態にある前記第１の出力トランジスタの動作電圧が小さ
   くなると通電状態にある前記第２の出力トランジスタの
   通電電流を大きくする制御手段を含んで構成されたブラ
   シレス直流モータ。