KR20000077041A

KR20000077041A - 모터구동 제어장치

Info

Publication number: KR20000077041A
Application number: KR1020000020452A
Authority: KR
Inventors: 휘첸; 코지마츠다
Original assignee: 세끼야 데쯔오; 닛뽄 세이꼬 가부시기가이샤
Priority date: 1999-04-22
Filing date: 2000-04-18
Publication date: 2000-12-26
Also published as: JP3309828B2; JP2000308386A; KR100710515B1

Abstract

브러쉬리스 모터나 리니어 모터 등과 같이 복수의 자화상을 갖는 모터를 구형파를 사용하여 구동제어하는 데에 바람직한 모터 구동제어장치이다. 모터의 각 자화상에 공급되는 자화신호를 생성하는 구동수단과, 각 자화상마다 자화신호의 방향을 결정하고 온/오프를 전환하는 제어수단을 설치하여 상기 제어수단이 상기 전환시에 전환되는 자화신호의 변화율을 제어한다.

Description

모터구동 제어장치{MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS}

본 발명은 브러쉬리스 모터(brushless motor)나 리니어 모터(linear motor) 등과 같이 복수의 자화상(磁化相)을 갖는 모터를 구형파(矩形波)를 사용하여 구동제어하는 데에 바람직한 모터구동 제어장치에 관한 것이다.

예를 들어 자동차의 파워 스티어링(power steering)의 구동원으로서 사용되고 있는 브러쉬리스 모터는 3상 이상의 자화상을 갖는 모터로서 그 구동은 구형파의 자화전류(磁化電流)에 의하여 이루어진다.

5상 브러쉬리스의 경우 모터 구동회로는 일반적으로 모터의 로터(rotor)의 외주면을 전기각(電氣角 ; electrical angle)으로 7.2°씩 이격되어 둘러 싸도록 배치되는 5상(a상, b상, c상, d상, e상)의 자화코일(a ∼ e)에 대하여 마이크로컴퓨터 등으로 구성되는 제어회로에 의한 제어하에서 4상이 동시에 자화되는 4상 자화방식에 의하여 코일을 1상씩 순차적으로 절체하여 구형파 전류로 자화하여 로터를 회전구동시킨다. 이 4상 자화방삭에서는 모터 전류는 항상 5상 중에서 4개의 상에 흐르게 되나, 각 상에 균형있게 전류를 흐르게 하기 위하여 각 자화코일의 저항은 모드 같게 되도록 형성되어 있다. 또 5상 브러쉬리스의 4상 자화방식에 있어서 5상 중에서 모터 전류가 흐르는 상을 「ON상」이라 하고, 모터 전류가 흐르지 않는 상을 「OFF상」이라 한다.

이와 같은 모터구동회로는 10개의 전계효과 트랜지스터(FET)로 구성되어 있다. 이들 10개의 트랜지스터는 대응하는 2개의 트랜지스터를 직렬로 접속하여 5개의 직력 트랜지스터 회로를 형성하고 각각을 전원의 플러스, 마이너스의 양 단자간에 접속함과 아울러 각 직렬 트랜지스터 회로의 2개의 트랜지스터의 접속부를 각각 Y자 형으로 스타결선(star 結線)한 5개의 자화코일(a ∼ e)의 외단(外端)에 접속함으로써 모터의 코일회로와 접속되어 있다.

이러한 모터구동회로에서 각 자화코일로 공급되는 자화전류(구형파)의 방향 및 크기는 로터의 회전각(전기각)의 값에 대하여, 예를 들어 도1과 같이 된다. 즉, 전기각 36°마다 순차적으로 한 상씩 자화코일을 절체하여 하나의 상 코일을 전기각으로 144° 동안 자화함으로써 로터를 연속하여 회전시킨다. 도1에서는 전기각을 θ로 하는 때에, 0 ≤ θ 〈 36°, 36° ≤ θ 〈 72。, 72° ≤ θ 〈 108。, 108° ≤ θ 〈 144。, 144° ≤ θ 〈 180。, 180° ≤ θ 〈 216。, 216° ≤ θ 〈 252。, 252° ≤ θ 〈 288。, 288° ≤ θ 〈 324。, 324° ≤ θ 〈 360。,의 구간을 각각 (1), (2), …… (10)으로 나타내고 있다.

이러한 예의 경우에 a상의 전류는 구간(1) 및 구간(2)에서 플러스 방향으로 흐르고, 구간(3)에서 0, 구간(4)으로부터 구간(7)까지 마이너스 방향으로 흐르고, 구간(8)에서 0, 구간(9)에서 구간(10)을 거쳐 다시 구간(1)에서 플러스 방향으로 흐른다. b상의 전류는 구간(1)에서 구간(4)에서 플러스 방향으로 흐르고, 구간(5)에서 0, 구간(6)으로부터 구간(9)까지 마이너스 방향으로 흐르고, 구간(10)에서 0, 그리고 다시 구간(1)에서 플러스 방향으로 흐른다. c상의 전류는 구간(1)에서 마이너스 방향으로 흐르고 구간(2)에서 0, 구간(3)으로부터 구간(6)까지 플러스 방향으로 흐르고, 구간(7)에서 0, 구간(8)으로부터 구간(10)을 거쳐서 다시 구간(1)에서 마이너스 방향으로 흐른다. d상의 전류는 구간(1)으로부터 구간(3)까지 마이너스 방향으로 흐르고, 구간(4)에서 0, 구간(5)으로부터 구간(8)까지 플러스 방향으로 흐르고, 구간(9)에서 0, 그리고 구간(10)으로부터 다시 마이너스 방향으로 흐른다. e상의 전류는 구간(1)에서 0, 구간(2)으로부터 구간(5)까지 플러스 방향으로 흐르고, 구간(6)에서 0, 구간(7)으로부터 구간(10)까지 정방향으로 흐르고, 다시 구간(1)에서 0이 된다. 따라서 구간(1) ∼ (10)의 각 구간의 경계(전기각으로 36°마다 전환시)에서는 5개의 자화코일 중에 2개가 서로 역방향으로 전환되게 된다.

이와 같은 자화전류의 전환은, 원리적으로는 도1이 나타내는 구형파의 상승 또는 하강으로 표현되나, 실제로는 그 상승 또는 하강 파형은 횡축에 대하여 직각으로 변화하는 것이 아니라 자화전류가 플러스 방향으로 상승할 때까지 혹은 마이너스 방향으로 하강할 때까지 어느 정도의 시간 Δt(모터회로의 시정수(時定數)의 3배)가 걸린다. 예를 들어 도1의 구간(8) 및 (9)의 경계(전기각으로 288°)에서는 a상의 전류가 0에서 플러스의 일정값까지 상승하는 한편, d상의 전류가 플러스의 일정값에서 0으로 하강하고, b상 및 c상의 전류는 모두 마이너스의 일정값, e상의 전류는 플러스의 일정값이나 이 경계부분의 파형의 변화를 확대하면 도2와 같이 된다.

상세하게 설명하면, a상의 상승 전류는 시간 Δt동안 0에서 플러스의 일정값까지 점진적으로 증가하는 한편, d상의 하강 전류는 시간 Δt보다 짧은 시간 Δt1(모터회로의 시정수보다 작다)에서 플러스의 일정값에서 0까지 감소한다. 이 때에 다른 3개의 상, 즉 b상, c상, e상은 전환되지 않는 상이고, 5개의 상의 전류를 ia, ib, ic, id, ie로 나타내면 이들 전류 사이에는 다음과 같은 관계가 있다.

i_a+ i_d+ i_e= -(i_b+ i_c) = I … (1)

이 때문에 a상 및 d상의 전류가 상기와 같이 변화하면 b상, c상 및 e상의 전류도 변화한다. 즉 a상 및 d상의 전류 변화율이 다르기 때문에 이 두 상의 전류의 합계값이 정상(定常)값이 되지 않고 도2와 같이 b상 및 c상의 전류가 변동하는 결과, e상의 전류도 상기 시간 Δt 동안 변화한다. 이들 전류 변동에 의하여 과도한 토크 변동(torque 變動)이 생기게 된다.

상기한 바와 같이 두 상의 전류의 상승과 하강의 전류 변화율이 다르게 되는 것은 다음과 같은 이유에서이다. 우선 모터구동회로에 공급되는 전원전압을 Vb로 하고 스타결선한 자화코일(a ∼ e)의 중심 접속점을 전압을 Vn으로 한다. 그리고 시간 Δt1의 구간을 ①로 하고 시간 Δt2(=Δt - Δt1) 구간을 ②로 한다.

구간①에서는 플러스에서 0으로 전환되는 d상(OFF상)의 전류 id는 -Vn, 코일의 역기전력 Ed 및 모터회로의 시정수에 따르는 변화율로 모터구동회로에서 모터로 흐르는 전류 I의 반(I/2)에서 0까지 하강한다. 이 때에 OFF상의 등가회로에 인가되는 전압을 Voff로 하면 Voff = -Vn - Ed ＜ 0이고, Vn은 Vb/2와 근사하게 된다. 한편, 0에서 플러스로 전환되는 a상(ON상)의 전류 i_a는 전압 Vb, -Vn, 코일의 역기전력 E_a및 모터회로의 시정수에 따르는 변화율로 0에서 상승하게 되는데, 이 때에 ON상의 등가회로로 가해지는 전압을 Von으로 하면 Von = Vb·Duty1(구형파의 튜티비) - Vn - E_a이다. 식으로 설명하면 OFF상의 등가회로에 의하여 전류 i_d는 다음식 (2)로 나타내어진다. 단, T는 등가회로의 전기 시정수, R은 등가회로의 저항이다.

i_d(t) = I/2·e^-t/T+ V_OFF/R·(1 - e^-t/T) … (2)

따라서 t = 0일 때에는 i_d= I/2이 된다.

한편, ON상의 등가회로에 의하여 전류 ia는 다음식으로 표현된다.

i_a(t) = V_ON/R·(1 - e^-t/T) … (3)

따라서 t = 0인 때에 i_a= 0이고, t → ∽ 에서 i_a= Von/R = I/2가 된다. 따라서 OFF상 및 ON상의 각 전류 I_d및 I_a변화율은 각각 다음식 (4) 및 (5)과 같이 된다.

di_d(t)/dt = -(1/T)(I/2)e^-t/T+ (1/T)(V_OFF/R)e^-t/T

= -(I/2 - V_OFF/R)(1/T)e^-t/T

= -(I/2 + Vn/R + E_d/R)(1/T)e^-t/T… (4)

di_a(t)/dt = (1/t)(V_ON/R)e^-t/T

= (I/2)(1/T)e^-t/T… (5)

상기식 (4) 및 (5)에 있어서 (I/2 + Vn/R + E_d/R) 〉 I/2 이므로 OFF상의 전류 변화율이 ON상의 전류 변화율보다 크다. 특히 등가회로의 저항 R이 작은 경우, 전원전압 Vb(≒ 2Vn)이 큰 경우, 혹은 고속 회전시에 연기전력 E_d가 큰 경우에는 OFF상의 전류 변화율은 ON상의 전류 변화율보다 매우 크게 된다. 따라서 OFF상의 전류 i_d가 I/2에서 0까지 하강하는 시간(Δt1)보다 ON상의 전류 i_a가 0에서 I/2까지 상승하는 시간(Δt)가 길다. 즉 구간①의 맨 끝에서 ON상의 전류 i_a는 I/2에 도달되지 않고 아직 상승 도중이다.

그 후에 구간②에 있어서 ON상의 전류 i_a가 최종적으로 정상값 I/2에 도달하게 되나, 그 때까지 시간 Δt2(모터회로의 시정수의 2 ∼ 3배)가 걸린다. 따라서 전환되는 두 상의 전류의 상승 및 하강에서는 전류 변화율이 다르다.

상기한 바와 같이 종래의 모터구동회로에 의한 자화전류의 제어에서는 전환되는 두 상(도1의 예에서는 a상 및 d상)의 전류의 상승과 하강의 변화율이 다르기 때문에 전환되지 않는 상(예를 들어 b상, c상, d상)의 전류가 변동하고 이들 전류 변동에 의하여 과도한 토크 변동이 생기게 된다.

이와 같은 토크 변동을 생기게 하는 상 전환시의 전류 변동을 억제하기 위하여는 각 상의 전류를 제어하면 좋지만, 그 제어를 위하여 각 상의 전류를 검출할 필요가 있고, 2 이상의 전류검출회로가 필요하게 된다. 특히 5상 브러쉬리스의 경우에는 4상 자화방식을 채용하고 있기 때문에 모터구동회로에 4개의 전류검출회로와 4개의 전류 루프가 필요하게 되어 구동회로의 구성이 복잡하게 되고 코스트도 높게 된다는 문제점이 있어었다.

한편, 도3은 종래의 5상 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치에 있어서의 각 자화코일의 상 전류 파형과 토크 파형을 나타내는 특성도로서 이 도면에서도 명백한 바와 같이 OFF상의 통전 기간이 종료하는 것은 다음의 정류의 방향이 바뀌는 것이 시작할 때까지이다.

그러나 종래의 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치에서는 OFF상의 펄스폭 변조(PWM) 구동에 있어서의 통전기간이 종료하는 것은 다음의 정류가 시작할 때까지이나, 모터의 회전속도가 작은 경우(2개의 정류 사이의 시간이 긴 경우)는 다음의 정류가 시작할 때까지 OFF상의 전류가 이미 PWM 구동에 있어서의 단속전류(斷續電流) 모드가 되어 OFF상의 잔류 전류가 0에 가깝게는 되지만 0이 되지는 않는다. OFF상의 통전을 완전히 종료시키지 않는 한 전류 전류가 계속 흘러 그 잔류 전류로 생기는 전자 토크(電磁 torque)는 모터 전체의 전자 토크를 줄이는 효과가 있다.

따라서 다음의 정류가 시작하는 때에 본래 토크 파형이 연속하여야 할 곳에 도3에 나타내는 바와 같은 토크 파형의 단차(段差)가 발생한다. 특히 모터의 토크 정수가 크고 전류 전류도 큰 경우에는 그 토크의 단차가 커서 그 단차의 영향이 무시할 수 없는 상태가 발생한다. 그 토크의 단차는 모터 회전시의 진동이나 소음의 발생 원인이 된다. 또 파워 스티어링용 브러쉬리스 DC모터의 경우에는 핸들을 천천히 돌릴 때에 그 토크의 단차가 조향 필링에 영향을 주고 아울러 소음의 발생 원인이 된다.

또 도3에 나타내는 바와 같은 자화전류의 파형에 있어서 플러스측(순방향 전류)의 구동 튜티비(예를 Duty1라고 하고, 이하 이것을 상단의 구동 튜티비라고 한다)와, 마이너측(역방향 전류)의 구동 튜티비(예를 들어 Duty3이라고 하고 이하 이를 하단의 구동 튜티비라고 한다)가 다른 경우는 모터구동회로에 있어서 1개의 전류검출회로가 설치되어 있는 경우에 상 전환시에 있어서의 두 상의 전류의 상승과 하강의 전류 변화율이 다르기 때문에 상 전환시에 전환을 하고 있지 않는 다른 상의 전류가 크게 변동하게 되고 그 전류의 변동에 의하여 과도한 토크 변동이 생기고 만다.

본 발명은 상기와 같은 상황에서 이루어진 것으로서, 본 발명의 목적은 전류검출회로를 2개 이상 사용하지 않고 간단한 회로 구성으로 토크 변동을 생기게 하는 전류 변동을 억제할 수 있는 모터구동 제어장치를 제공하고자 하는 것이다. 또 본 발명의 다른 목적은 브러쉬리스 DC모터의 구형파를 사용하여 구동제어하는 경우에 있어서 단차가 있는 토크 변동을 억제함으로써 토크 변동을 억제할 수 있는 모터구동 제어장치를 제공하는 것이다.

본 발명은 복수의 자화상(磁化相)을 갖는 모터의 구동을 제어하는 장치로서, 상기 모터의 각 자화상에 공급하는 자화신호를 생성하는 구동수단과, 각 자화상마다 상기 자화신호의 방향을 결정하고 온/오프로 전환하는 제어수단을 갖추고, 상기 제어수단은 상기 전환시에 전환되는 자화신호의 변화율을 제어한다.

또한 본 발명은 브러쉬리스 DC모터의 자화코일에 있어서의 정류상의 전류 합계값이 변화하지 않도록 정류상의 전류의 변화율을 제어하는 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치에 있어서, 상기 자화코일에 있어서의 정류상 중의 OFF상의 잔류 전류를 0으로 하고, 상기 자화코일에 있어서의 OFF상의 펄스 폭변조에 의한 구동전류를 공급하는 기간(통전기간)을 제한한다.

본 발명은 모터의 자화전류를 검출하는 전류검출회로를 2개 이상 사용하지 않고 복수의 자화상을 갖는 모터를 구동제어하는 모터 구동제어장치에 있어서, 상기 모터의 각 자화상에 공급하는 자화신호를 생성하는 구동수단과, 상기 각 자화상마다 상기 자화신호의 방향을 결정하고 온/오프로 전환하는 제어수단을 갖추고, 상기 제어수단은 상기 전환시에 모터의 상기 각 자화상의 자화전류의 합계값을 일정하게 유지하도록 상기 자화신호를 생성한다.

도1은 5상 브러쉬리스 모터의 각 상의 자화전류의 파형도,

도2는 종래의 자화전류의 전환시의 각 상의 전류 변동 및 전자토크변동을 나타내는 도면,

도3은 종래의 브러쉬리스 DC모터구동 제어장치에 있어서의 각 자화코일의 상전류 파형과 토크 파형을 나타내는 특성도,

도4는 5상 브러쉬리스 모터의 단면도,

도5는 전동파워 스티어링 장치의 기능 블록도,

도6은 도5의 장치에 이용되는 제어회로의 기능 블록도,

도7은 도6에서의 게이트구동신호를 생성하는 논리연산부의 기능 블록도,

도8은 도7의 제1FET게이트 구동신호의 논리연산부를 구성하는 연산 블록을 나타내는 도면,

도9는 도7의 제2FET게이트 구동신호의 논리연산부를 구성하는 연산 블록을 나타내는 도면,

도10은 제1실시예에 의한 5상 브러쉬리스 모터의 각 상의 역 기전압 및 자화전류 전환시의 소멸상의 전류변화율 제어용 게이트신호를 나타내는 파형도,

도11은 제1실시예에서 생성된 각 상의 구동신호 및 로터위치 검출신호의 파형도,

도12는 제1실시예에 의한 자화전류 전환시의 각 상의 전류 변화 및 전자토크변화를 나타내는 도면,

도13은 제2실시예에 의한 5상 브러쉬리스 모터의 각 상의 역 wrlwjsdkq 및 자화전류 전환시의 생성상의 전류변화율 제어용 게이트신호를 나타내는 파형도,

도14는 제2실시예에서 생성된 각 상의 구동신호 및 로터위치 검출신호의 파형도,

도15는 제2실시예에 의한 자화전류 전환시의 각 상의 전류변화 및 전자토크변화를 나타내는 도면,

도16은 제3실시예에 의한 5상 브러쉬리스 모터의 각 상의 역 기전압 및 자화전류 전환시의 생성상의 전류변화율 제어용 게이트신호를 나타내는 파형도,

도17은 제3실시예에서 생성된 각 상의 구동신호 및 로터위치 검출신호의 파형도,

도18은 제3실시예에 의한 자화전류 전환시의 각 상의 전류변화 및 전자토크변화를 나타내는 도면,

도19는 본 실시예에 관한 브러쉬리스 DC모터구동 제어장치에 있어서의 각 자화코일의 상전류 파형과 토크 파형을 나타내는 특성도,

도20은 OFF상의 자화코일의 PWM-ON시에 대한 등가회로를 나타내는 회로도,

도21은 OFF상의 자화코일의 PWM-OFF시에 대한 등가회로를 나타내는 회로도,

도22는 OFF상의 자화코일의 PWM파형, 인가전압 파형, 잔류전류 파형을 나타내는 특성도,

도23은 OFF상의 자화코일의 등가회로를 나타내는 회로도,

도24는 튜티비가 다른 3개의 PWM신호를 나타내는 파형도,

도25는 Duty1, Duty3, Duty2의 PWM가 온상태인 브러쉬리스 모터의 구동회로에 대한 등가회로를 나타내는 회로도,

도26은 Duty2의 PWM이 오프이고 또한 Duty1, Duty3의 PWM가 온상태인 브러쉬리스 모터의 구동회로에 대한 등가회로를 나타내는 회로도,

도27은 Duty1, Duty2의 PWM가 오프이고 또한 Duty3의 PWM가 온상태인 브러쉬리스 모터의 구동회로에 대한 등가회로를 나타내는 회로도,

도28은 Duty1, Duty3, Duty2의 PWM가 오프상태인 브러쉬리스 모터의 구동회로에 대한 등가회로를 나타내는 회로도이다.

도4는 본 발명의 장치로 구동제어되는 모터의 한 예인 5상 브러쉬리스 모터(1)의 내부 구조를 나타내는 종단면도이다. 이 5상 브러쉬리스 모터(1)는 원통형의 하우징(2)과, 이 하우징(2)의 축심(軸心)을 따라 배치되어 자유스럽게 회전하도록 축받이(3a, 3b)에 이하여 지지되는 회전축(4)과, 이 회전축(4)에 고정되는 모터 구동용의 영구자석(5)과, 이 영구자석(5)을 둘러싸도록 하우징(2)의 내주면에 고정되고 또한 5상의 자화코일(6a, 6b, 6c, 6d 및 6e)이 감겨지는 스테이터(6)를 구비하고 회전축(4) 및 영구자석(5)으로 로터(7)를 구성하고 있다.

로터(7)의 회전축(4)의 일단부 근방에는 위상검출용의 링모양의 영구자석(8)이 이 고정되어 이 영구자석(8)은 원주방향으로 등간격으로 교대로 S극과 N극이 자화되어 있다. 또한 로터(7)의 영구자석(5)도 S극 및 N극이 원주방향으로 교대로 등간격으로 자화되어 있다. 하우징(2)내에서 축받이(3b)가 배치되는 측의 단면에는 스테이터(9)를 사이에 두고 링모양의 박판(薄板)으로 이루어지는 지지기판(10)이 그 내측의 절연부분이 영구자석(8)과 대향하도록 배치되어 있다. 이 지지기판(10)에서 영구자석(8)측의 면에는 영구자석(8)과 대향하도록 예를 들어 홀소자(Hall elements)로 이루어지는 위상검출소자(11)가 고정되어 있다. 또 위상검출소자(11)는 실제로는 자화코일(6a ∼ 6e)의 구동 타이밍에 대응하여 원주방향으로 적당하게 떨어져 5개(11a ∼ 11e)가 형성되어 있으나 도4에서는 그 중에서 하나만을 나타내고 있다.

위상검출소자(11a ∼ 11e)는 각각 대향하는 영구자석(8)의 자극이 N극인 경우에는 위치검출신호로서 "H"의 센서 신호를, S극인 경우에는 "L"의 센서 신호를 각각 출력한다. 이들 각 위상검출소자(11a ∼ 11e)는 5도에 나타내는 바와 같이 각 소자와 대향하는 영구자석(8)의 자극에 따라 변화하는 것을 이용하여 로터(7)의 회전위치를 검출할 수 있고 각 검출출력이 로터위치 검출회로(25)에 입력된다. 모터구동 제어장치(20)는 로터(7)의 회전위치에 따라 5상의 자화코일(6a ∼ 6e)에 대하여 4상을 동시에 통전시키면서 통전하는 자화코일을 1상씩 순차적으로 전환하는 4상 자화방식으로 로터(7)를 회전구동한다.

한편, 5상의 자화코일(6a ∼ 6e)은 로터(7)의 외주면을 전기각으로 72°씩 이격시켜 둘러싸도록 배치되고 Y자형으로 스타결선되어 (12)를 구성하고 있다. 또 4상 자화방식에서는 모터 전류는 4개의 상으로 흐르게 되나, 전류는 코일 저항에 반비례하므로 각 상에 균형있게 전류를 흐르게 하기 위하여는 각 자화코일(6a ∼ 6e)의 코일 저항은 모드 같게 되도록 형성되어 있다. 또 스테이터(6)는 예를 들어 도시하지 않은 스테이터 코어 내주면에 등간격으로 30개의 슬롯을 구비함과 아울러 이들 슬롯 사이에 동수(同數)의 볼록부를 갖고 이들 중에 5개의 볼록부를 한 조로 하여 각 조에 각 자화코일(6a ∼ 6e)이 감기도록 구성되어 있다. 각 자화코일(6a ∼ 6e)의 일단은 결선되고 타단은 모터구동 제어장치(20)에 접속되어 있다.

모터구동 제어장치(20)는 도5에 나타내는 바와 같이 제어회로(21), 하우징(2), 모터구동회로(23), 전류검출회로(24) 및 로터위치 검출회로(25)로 구성되어 있다. 여기서 제어회로(21)가 본 발명에 있어서의 제어수단에 대응하고 (22) 및 모터구동회로(23)가 구동수단에 해당한다.

제어회로(21)는 예를 들어 마이크로컴퓨터 등으로 구성되어 정전압원(26)으로부터 일정 전압이 공급된다. 제어회로(21)에는 외부회로(27)로부터 전류지령(Iref)이 입력되고, 전류검출회로(24)로부터 전류검출값(I), 로터위치 검출회로(25)로부터 로터위치신호(Sae)(= Sa, ..., Se)가 각각 입력된다. 제어회로(21)는 이들 입력신호에 의거하여 모터구동회로(23)로부터 모터의 코일회로(12)에 공급되는 구동전류를 제어한다.

여기서 상기한 전동파워 스티어링의 구동원으로서 5상 브러쉬리시 모터가 사용되는 경우에 외부회로(27)는 자동차 변속기의 출력축의 회전수에 따라 펄스 신호를 발생시키는 차속도 센서의 출력으로부터 구해지는 차속 검출값(V)와, 스티어링 호일의 입력축에 가해지는 조향 토크를 검출하는 토크 센서의 출력으로부터 구해지는 토크의 방향을 포함하는 검출값(T)으로부터 특성선도(特性線圖)를 참조하여 대응하는 모터 전류값을 검색하고 이를 전류지령신호로서 출력하도록 구성된다. 이것은 상기 동작을 실행하는 CPU 등의 회로로 구성할 수 있으나 이 회로 대신에 상기 차속도 센서 및 토크 센서의 각 출력을 제어회로(21)에 입력하고 여기서 전류지령을 생성하도록 하는 구성도 무방한다.

모터구동회로(23)는 전원 공급측(상단측)에 5개, 어스측(하단측)에 5개 합계 10개의 전계효과 트랜지스(Ta1 ∼ Te1, Ta2 ∼ Te2)로 구성되어 있다. 이들 10개의 트랜지스터(Ta1 ∼ Te1, Ta2 ∼ Te2)는 상단측과 하단측으로 대응하는 각각 2개의 트랜지스터가 직렬로 접속되어 이들 직렬접속된 트랜지스터 쌍(Ta1-Ta2, Tb1-Tb2, Tc1-Tc2, Td1-Td2, Te1-Te2)의 각각의 상단측 단자는 제어회로(21)에, 하단측 단자는 전류검출회로(24)에 각각 접속됨과 아울러 각 트랜지스터 쌍의 접속부는 각 자화코일(6a ∼ 6e)의 외단(스타결선의 중심축과는 반대측)에 접속되어 있다. 그리고 트랜지스터(Ta1 ∼ Te2)의 각각의 게이트 전압은 로터위치 검출회로(25)로부터의 출력신호(Sa-e)에 의거하여 제어회로(21)에 의하여 제어된다.

모터구동회로(23)로부터 각 자화코일(6a ∼ 6e)로 흐르는 자화전류의 방향 및 크기는 기본적으로는 종래와 동일하여 도1에 나타낸 바와 같으나, 각 트랜지스터(Ta1 ∼ Te2)의 온/오프의 타이밍은 하기의 표1의 게이트신호(상단) Ga1 ∼ Ge1 및 게이트신호(하단) Ga2 ∼ Ge2에 나타내는 바와 같다. 또 표1에서는 각 트랜지스터(Ta1 ∼ Te2)를 온/오프시키는 게이트신호 Ga1 ∼ Ge2를 각각 "1", "0"으로 나타내고 있다.

도1에서 로터(7)각 예를 들어 구간(1)의 상태에 있다고 하면 이것은 표1의 구간(1)에 해당하고 상단측의 트랜지스터(Ta1, Tb1) 및 하단측의 트랜지스터(Tc2, Td2)가 각각 온상태, 이들 이외의 트랜지스터는 모두 오프상태이므로 자화코일(6a 및 6b)에는 외단측으로부터 전류가 흐르고, 자화코일(6c 및 6d)에는 결선측으로부터 전류가 흐른다. 이렇게 함으로써 로터(7)의 N극 또는 S극과 그 주위에서 발생하는 N극 또는 S극의 사이에 자기 흡인력 및 반발력이 발생하여 외부회로(27)가 회전한다. 그리고 외부회로(27)가 도1의 하우징(2) 상태로 이행하면 이것은 표1의 구간(2)에 해당하고 상단측의 트랜지스터(Ta1, Tb1) 및 하단측의 트랜지스터(Td2, Te2)가 모두 온상태, 이들 이외의 트랜지스터가 모두 오프상태이므로 자화코일(6a 및 6b)에 외단측으로부터 전류가 흐르고, 자화코일(6d 및 6e)에는 결선측으로부터 전류가 흐른다. 이렇게 함으로써 외부회로(27)가 계속하여 회전한다.

이상의 조작을 되풀이 실시하면 표1에 나타난 타이밍에서 각 트랜지스터가 구동되고 도1에 나타낸 바와 같이, 전기각으로 36。마다 순서대로 자화코일을 1상씩 전환하고 1개의 상을 전기각 144。 사이로 자화시킨다. 따라서 스테이터(5)에 발생하는 N극 또는 S극이 순서대로 이동하여 로터(7)이 연속으로 회전된다. 전류검출회로(24)는 모터구동회로(23)의 하단측의 트랜지스터(Ta2 ∼ Te2)로 접속된 전류검출저항을 구비하며 그 양단에 발생한 전압을 증폭시킴과 아울러 노이즈를 제거하며 모터전류값(I)의 검출신호로서 출력한다. 로터위치 검출회로(25)는 위상검출소자(11a ∼ 11e)로부터의 검출신호를 로터위치 검출신호(Sa-e)로서 출력한다.

제어회로(21)는 표1에 나타낸 바와 같이, 로터위치 검출회로(25)로부터의 검출신호(Sa-e)에 대한여 미리 설정한 조합과 상단 및 하단의 게이트시노와의 대응을 나타내는 게이트 설정테이블이 기억부에 저장되어 있다. 이 게이트 설정테이블에는 도1의 전기각 32。 마다의 구간(1) ∼ (10)의 각각에 대응하는 검출신호(Sa-e)의 조합과 각 구간에서 설정된 자화코일을 지정하는 상단 및 하단측의 게이트신호(Ga1 ∼ Ge2)의 대응이 설정되어 있다. 여기에서 검출신호(Sa-e)의 "H"는 N극, "L"은 S극으로 자화되어 있는 것을 나타낸다.

또한 각 구간(1) ∼ (10)에 대응하는 조합의 경우에는 이상신호를 "0", 즉 정상으로 설정하고 각 구간(1) ∼ (10)에 대응하는 조합이 아닌 경우에는 이상신호를 "1", 즉 이상으로 설정한다. 그리고 각 구간(1) ∼ (10)에 대응하는 조합이 아닌 경우에는 각 게이트신호(Ga1 ∼ Ge2)를 모두 "0"으로 설정하고 모터의 코일회로(12)로 전류가 공급되지 않도록 설정되어 있다.

제어회로(21)는 로터위치 검출회로(25)로부터 보내진 검출신호(Sa-e)의 조합에 대하여 상기 게이트 설정테이블에 의거하여 대응하는 게이트신호(Ga1 ∼ Ge2)를 FET게이트 구동회로(22)로 보낸다. 또한 제어회로(21)는 전술한 입력신호에 의거한 전류제어에 의하여 모터구동용 전압지령신호를 생성하고 이 전압지령신호에 의거하여 펄스 폭 변조신호 및 게이트 구동신호(G1-10)(=Ga1 ∼ Ge2)를 생헝하고 FET게이트 구동회로(22)에 공급한다. FET게이트 구동회로(22)는 제어회로(21)로부터 출력된 게이트 구동신호(G1-10)에 기초하여 지정된 트랜지스터의 게이트 단자로 소정의 전압을 공급한다.

도6은 제어회로(21)의 기능블록도로서 제어회로(21)는 그 기능상, 전류제어부(31)와, 후술하는 바와 같이 자화전류가 발생하는(또는 소멸하는) 자화상의 PWM튜티 비연산부(32)와, 모터회전속도 연산부(33)과 FET게이트 구동신호 연산부(34)로 구성된다.

이 제어회로(21)에 있어서는 모터전류 지령신호(Iref)와 전류검출회로(24)에 의하여 검출된 모터전류값(I)이 전류 제어부(31)에 입력된다. 전류 제어부(31)는 상기 토크센서에서 발생되는 토크 검출값(T)에 대하여 소정의 중립전압(Vc)보다도 높은지에 어떤지에 의하여 토크의 발생방향을 검출하고 소정의 처리를 실시하여 모터의 토크방향을 결정하는 전자토크방향 지령신호(DRCT)를 출력한다. 또는 모터전류 검출값(I)에 부호를 부여하여 전류제어부(31)에서 발생한 모터구동용 전압지령신호의 부호에 의하여 전자토크방향 지령신호(DRCT)를 결정하고 이것을 출력하도록 구성하여도 무방하다. 전류제어부(31)는 후술하는 바와 같이, 상 전환시에 전류 변화율이 제어되는 상 이외의 상에 대한 제1PWM신호의 튜티비(Duty1)를 연산하여 출력한다.

한편, 모터회전속도 연산부(33)은 로커위치 검출회로(25)로부터의 출력신호(Sa-e)에 의하여 상전환 신호를 생성하고 그 전환신호의 발생 주파수에 의하여 모터 회전각속도(ω)를 검출한다. 제1PWM신호의 튜티비(Duty1), 모터전류 검출값(I) 및 모터 회전각속도(ω)는 상전환시에 전류 변화율이 제어되는 발생(또는 소멸)상의 PWM튜티비 연산부(32)에 입력된다. 이 연산부(32)에서는 후술하는 바와 같이 전류 변화율이 제어되는 상에 대한 제2PWM신호의 튜티비(Duty2)가 연산된다. 상기 2개의 튜티비(Duty1, Duty2), 전자토크방향 지령신호(DRCT) 및 로터위치(Sa-e)의 각 신호가 FET게이트 구동신호 연산부(34)에 입력된다. 이 연산부(34)에서는 각 FET게이트 구동(온/오프)신호(G1-10)가 출력된다.

상기 FET게이트 구동신호 연산부(34)는 도7에 나타내는 바와 같이, 제1FET게이트 구동신호 논리연산부(341), 제2FET게이트 구동신호 논리연산부(342) 및 FET게이트 구동신호 합성연산부(343)로 구성된다.

도7에 있어서, 제1FET게이트 구동신호 논리연산부(341)는 제1PWM신호 튜티비(Duty1), 위치검출신호(Sa-e) 및 전자토크 방향지령(DRCT)에 의하여 각 상의 상하단의 FET게이트 구동신호(G'1-10)(=G'1, …, G'10)를 생성한다. 제2FET게이트 구동신호 논리연산부(342)는 제2f의 PWM신호의 튜티비(Duty2), 로터위치 검출신호(Sa-e) 및 전자토크 방향지령(DRCT)에 의하여 자화전류가 발생(또는 소멸)하는 상에 대한 상하단의 FET게이트 구동신호(Gpc)를 생성한다. FET게이트 구동신호 함성연산부(343)는 상기 2개의 통전 구간신호(G'1-10 및 Gp)로부터 FET게이트 구동신호(G1-10)를 생성한다.

도8은 제1FET게이트 구동신호 논리연산부(341)를 구성하는 연산브록도를 나타내고 이 연산부(341)는 로터위치신호(Sa-e) 및 전자토크의 방향지령신호(DRCT)로부터 종래와 같은 FET 통전구간신호(G"1-10)를 생성하는 연산블록(341a)와 그 신호(G"1-10) 및 제1PWM신호의 튜티비(Duty1)로부터 전류 변화율을 제어하지 않는 자화상에 대한 FET게이트 구동신호(G'1-10)를 생성하는 연산블록(341b)으로 구성되어 있다.

도9는 도7의 제2FET게이트 구동신호 논리연산부(342)를 구성하는 연산블록도를 나타내고 동일한 도면(A)은 로터위치신호(Sa-e) 및 전자토크의 방향지령신호(DRCT)로부터 소멸(또는 생성)상의 FET게이트 구동신호(G'pc)를 생성하는 연산블록(342a)와 그 게이트 구동신호(G'pc) 및 제2PWM신호의 튜티비(Duty2)로부터 전환시에 전환되는 상의 FET게이트 구동신호(Gpc)를 생성하는 연산블록(342b)을 나타낸다. 또한 통전구간의 종료는 이 상의 소멸이 시작되는 시점이므로 도9(B)에 나타내는 바와 같이 연산블록(342a)에서는 로터위치신호(Sa-e) 및 전자토크의 방향지령신호(DRCT)로부터 획득되는 FET게이트 구동신호(G"1-10)를 이용하고 자화전류가 전환되는 상에 대한 구동신호(G'pc)를 생성하도록 하여도 무방하다. 이 경우에 (A)보다도 연산량을 감소시킬 수 있다.

본 발명에 의하면 제어회로(21)에서는 상기한 바와 같이 모터전류(I), 제1PWM신호의 튜티비(Duty1), 모터의 회전각속도(ω), 모터의 역 기전압의 정수(Km), 모터구동회로에 공급되는 전원전압(Vb), 모터와 구동회로의 등가전기회로의 저항성분(R)의 6가지의 신호로부터 제2PWM신호의 튜티비(Duty2)를 연산한다. 이 연산식은 다음의 함수(f)로 나타낸다.

Duty2 = f(I, Duty1, ω, Km, Vb, R) .................(6)

이 함수(f)는 자화전류를 전환할 수 있는 2개의 상(예를 들면 a상과 d상)의 전류 변화율이 일치하는지 또는 같은 정도가 되도록 설정된다.

다음으로 함수(f)의 예를 설명한다. 도5의 모터구동회로(23)에 공급되는 전원전압을 Vb, 자화코일(a ∼ e)의 중심 접속점(각 상의 합류점)의 전압을 Vn으로 나타내고 Vn = 1/2·Vb로 가정한다. 그리고 d상에 대한 PWM신호의 튜티비를 Duty2-1, a상에 대한 PWM신호의 튜티비를 Duty2-2로 하면 각 상의 전압 방정식은 다음의 식(7) ∼ (11)과 같다. 다만, Lm = L - M(L은 각 상의 자기 인덕턴스, M은 2개의 상 사이의 상호 인덕턴스)이다.

a상 : (2Duty2-2 -1)*0.5Vb = Lm(dia/dt) + iaRa + Ea … (7)

b상 : (2Duty1 -1)*0.5Vb = Lm(dib/dt) + ibRb + Eb … (8)

c상 : (2Duty1 -1)*0.5Vb = Lm(dic/dt) + icRc + Ec … (9)

d상 : (2Duty2-1 -1)*0.5Vb = Lm(did/dt) + idRd + Ed … (10)

e상 : (2Duty1 -1)*0.5Vb = Lm(die/dt) + ieRe + Ee … (11)

단형파 전류구동에서 착자 파형은 전기각 144。의 거의 사각파이므로 역 기전력도 근사적으로 사각파가 된다. 상전환시에 각 상의 역 기전력의 절대값은 거의 같다. 즉, 하기 식(12)이 된다.

Ea = -Eb = -Ec = Ed =Ee =E … (12)

또한 각 상의 코일저항도 마찬가지이므로 하기 식(13)이 성립된다.

Ra = Rb = Rc = Rd = Re =R … (13)

전환하는 2개의 상(이 경우에는 a상과 d상)의 전류 변화율을 같게 하기 위하여 양 상의 전류의 합계는 일정하고 다른 상의 전류는 변화하지 않는다. 즉,

ia + id = -ib = -ic = ie = I … (14)

가 성립된다. 따라서,

d(ia+id)/dt = -dib/dt = -dic/dt = -die/dt = di/dt =0 … (15)

가 된다. 상기 a상과 d상의 전압 방정식(7) 및 (10)을 가산하여 식(12) ∼ (15)를 대입하면 (2Duty2-2 + 2Duty2-1 -2) *0.5Vb = Lm(d(ia + id)/dt) + iaRa +idRd + Ea + Ed 이므로

(Duty2-2 + 2Duty2-1 -1)Vb = iR +2E … (16)

이 된다. 또한 e상의 전압 방정식(11)에 식(12) ∼ (15)를 대입하면,

(2Duty1-1)*0.5Vb = Lm(die/dt) +IeRe + Ee = iR + E … (17)

이 된다. 이들 2개의 식(16) 및 (17)으로부터 OFF상의 튜티비(Duty2-1)와 ON상의 튜티비(Duty2-2)의 관계는 다음의 식(18) 및 (19)와 같이 얻을 수 있다. 다만 E = 1/2 ·Km·ω로서 Km[volt·sec]은 모터의 전압 정수이며 I는 1상의 전류이고 1개의 전류 검출기로 검출하는 경우의 검출 전류는 2i가 된다.

①iR을 제거한 경우 :

Duty2-1 + Duty2-2 = Duty1 + 0.5 + E/Vb

= Duty1 + 0.5 + Km·ω/2Vb … (18)

②E를 제거한 경우 :

Duty2-1 + Duty2-2 = 2Duty1 - iR/Vb

= 2Duty1 - 2i·R/2Vb … (19)

상기 2개의 식(18) 및 (19)를 모두 이용하여 하기 실시예1 ∼ 3과 같이, 전환되는 ON/OFF상에 대한 제2PWM신호의 튜티비(Duty2-1, Duty2-2)를 구할 수 있다. 그리고 이들 튜티비를 갖는 PWM신호로 상전환시의 생성상(또는 소멸상)의 구동전류를 제어함으로써 전환할 수 있는 2개의 상의 전류 변화율을 일치시키던지 또는 같은 정도로 설정할 수 있고 종래의 상전환시의 전류 변동(도2)이 억제된다. 이 때에 검출되는 전류는 모터전류(I)만 검출되고 필요한 전류 검출회로는 1개로 마무리된다.

실시예 1

자화전류를 전환할 대에 소멸상(예를 들면 d상)의 전류 변화율을 제어하여 생성상(예를 들면 a상)의 PWM신호의 전류 변화율과 일치시키도록 한다. 이 경우에 a상에 대한 PWM신호의 튜티비(Duty_2-2= Duty1)이므로 D상에 대한 PWM신호의 튜티비(Duty_2-1)는 식(18)에 의하여

Duty_2-1= 0.5 +Km ·ω/2Vb … (20)

로 구해지든지 또는 식(19)에 의하여

Duty_2-1= Duty1 - 2i·R/2Vb … (21)

로 구해진다.

도10(A)은 각 상의 역 기전압(Ea-e)(= Ea, …, Ee)을, 도10(B)는 도9의 기능블록으로 연산된 소멸상(d상)의 전류 변화율 제어게이트 구동신호(G'pc)를, 도11(C)는 도8의 기능블록으로 연산된 각 상의 상하단의 FET게이트 구동신호(G"_1-10)를, 도11(D)는 로터위치 검출신호(Sa-e)의 각 파형의 위상관계를 각각 나타낸다. 이 경우에 도8의 논리연산에 의하여 도11(D)의 로터위치 검출신호(Sa-e) 및 전자 토크방향 지령(DRCT)으로부터 도11(C)의 게이트구동신호(G"_1-10)가 생성되고 이 구동신호(G"_1-10) 및 튜티비(Duty1)의 PWM신호로부터 종래의 게이트구동신호(G'_1-10)가 생성된다. 또한 도9(A)의 논리연산에 의하여 도11(D)의 로터위치 검출신호(Sa-e) 및 전자토크 방향지령(DRCT)로부터 도10(B)의 소멸상(d상)에 대한 게이트구동신호(G'_pc)가 생성된다.

이 게이트구동신호(G'_pc)는 도11(C)의 게이트구동신호(G"_1-10)가 "LOW"(0)가 될 때에 "HIGH"(1)이 된다. 즉, 이 상에 대한 종래의 구동신호(G"_1-10)가 "LOW"(전류의 소멸)이 될 때에 다른 구동신호(G'_pc)로 그 전류의 소멸을 억제한다. 예를 들면 도11(C)의 Td1(상단 FET의 하나)의 게이트구동신호(G"_1-10)이 전기각 18。의 지점에서 "LOW"가 될 때에 도10(B)의 Td1의 게이트구동신호(G'_pc)는 "HIGH"가 되고, 그 후에 전기각 54。의 지점에서 "LOW"가 된다. 이 게이트 구동신호(G'_pc) 및 튜티비(Duty2)의 PWM신호로부터 소멸상(d상)의 게이트구동신호(G_pc)가 생성된다. 실제의 FET게이트 구동신호(G_1-10)는 상기 게이트구동신호(G'_1-10및 G_pc)를 합성연산하여 생성된다.

상기와 같이 실시하여 소멸상의 전류변화율을 제어함으로써 도12에 나타내는 바와 같이, 자화전류를 전환할 때에 소멸상(d상)과 생성상(a상)의 전류 변화율을 일치시킬 수 있다. 따라서 전류 변동과 토크 변동은 종래의 FET구동방법에서의 전류 변동에 의한 토크 변동파형(도2)와 비교하여 큰 폭으로 억제된다.

실시예 2

자화전류를 전환할 때에 생성상(예를 들면 a상)의 전류 변화율을 억제하고 소멸상(예를 들면 d상)의 PWM신호의 전류 변화율과 같게 되도록 한다. 이 경우에 d상에 대한 PWM신호의 튜티비(Duty_2-1)가 0이므로 a상에 대한 PWM신호의 튜티비(Duty_2-2)는 식(18)에 의하여

Duty_2-2= Duty1 + 0.5 +Km·ω/2VB … (22)

로 구해지던지 또는 식(19)에 의하여

Duty_2-2= 2Duty1 - 2i·R/2VB … (23)

으로 구해진다. 다만 Duty_2-2〉1이 되는 경우에는 Duty_2-2= 1이 된다.

도13(A)은 각 상의 역 기전력(Ea-e)을, 도13(B)은 도9의 기능 블록으로 연산된 생성상(a상)의 전류 변화율 제어용 게이트 구동신호(G'_pc)를, 도14(c)는 도8의 기능블록으로 연산된 각 상의 상하단의 FET게이트 구동신호(G"_1-10)를, 도14(D)는 로터위치 검출신호(Sa-e)의 각 파형의 위상관계를 각각 나타낸다. 이 경우에 도8의 논리연산에 의하여 도14(D)의 로터위치 검출신호(Sa-e) 및 전자토크 방향지령(DRCT)으로부터 도14(C)의 게이트 구동신호(G"_1-10)가 생성되고 이 구동신호(G"_1-10) 및 튜티비(Duty1)의 PWM신호로부터 종래의 게이트 구동신호(G'_1-10)가 생성된다.

또한 도9(A)의 논리연산에 의하여 도14(D)의 로터위치 검출신호(Sa-e) 및 전자토크 방향지령(DRCT)로부터 도13(B)의 생성상(a상)의 게이트 구동신호(G'_pc)가 생성된다.

이 게이트 구동신호(G'_pc)는 도14(C)의 게이트 구동신호(G"_1-10)가 "High"(1)이 될 때에 "High"(1)이 된다. 즉, 이 상에 대한 게이트 구동신호(G"_1-10)가 "High"(전류의 생성)가 될 때에 다른 구동신호(G'_pc)로 그 전류의 생성을 억제한다. 예를 들면 도14(C)의 Ta1(상단의 FET의 하나)의 게이트 구동신호(G"_1-10)가 전기각 18。의 지점에서 "High"가 될 때에 도13(B)의 Ta1의 게이트 구동신호(G'_pc)는 "High"가 되고 이어서 "Low"가 된다. 이것은 게이트 구동신호(G"_1-10)의 생성을 보다 빠르게 하기 때문이다. 이 게이트 구동신호(G'_pc) 및 튜티비(Duty2)의 PWM신호로부터 생성상(a상)의 게이트 구동신호(G_pc)가 생성된다. 실제의 FET게이트 구동신호(G_1-10)는 상기 게이트 구동신호(G'_1-10및 G_pc)를 합성연산하여 생성된다.

상기한 바와 같이, 생성상의 전류 변화율을 억제함으로써 도15에 나타낸 전술한 구산①에 있어서, 자화전류를 전환할 때에 생성상(a상)의 전류 변화율을 소멸상(d상)의 전류 변화율에 근사하게 할 수 있다. 따라서 종래의 FET 구동방법에서의 전류 변동에 의한 토크 변동파형(도2)과 비교하여 변동이 큰 폭으로 억제된다.

또한 이 실시예2의 경우에 생성상과 소멸상의 전류 변화율을 완전하게 일치시키는 것은 어렵지만 상기 실시예1의 효과를 나타내는 도1와 비교하면 전류 전환의 과도시간(즉, 전환개시로부터 전류가 안정될 때까지의 시간)을 단축할 수 있다는 장점이 있다. 따라서 모터가 고속으로 운전될 때에는 2개의 전류 전환시점 사이의 전류 안정시간이 길어지고 전류 변동과 토크변동의 저하에 기여한다.

실시예 3

본 실시예는 상기 실시예1과 실시예2의 조합이다. 즉, 자화전류를 전환할 때에 소멸상(예를 들면 d상)에 대한 PWM신호의 전류 변화율과 생성상(예를 들면 a상)의 전류 변화율의 양방을 제어하여 양자가 같아지도록 한다. 이 경우에 d상에 대한 PWM신호의 튜티비(Duty_2-1)는 식(20)에 의하여

0 〈 Duty_2-1〈 0.5 + Km·ω/2Vb … (24)

의 범위에서 선택된다. 또한 a상에 대한 PWM신호의 튜티비(Duty2-2)는 식(18)에 의하여

Duty_2-2= Duty1 - Duty_2-1+ 0.5 + Km·ω/2Vb … (25)

로 구해진다. 다만 Duty_2-2〉1이 되는 경우에는 Duty_2-2= 1이 된다. 또는 d상에 대한 PWM신호의 튜티비(Duty2-1)는 식(21)에 의하여

0 〈 Duty_2-1〈 Duty1 - 2i·R/2Vb … (26)

의 범위에서 선택된다. 또한 a상에 대한 PWM신호의 튜티비(Duty_2-2)는 식(19)에 의하여

Duty_2-2= 2Duty1 - Duty_2-1- 2i·R/2Vb … (27)

로 구해진다. 다만 Duty_2-2〉 1이 되는 경우에는 Duty_2-2= 1로 한다.

도16(A)은 각 상의 역 기전압(Ea-e)을, 도16(B)는 도9의 기능블록으로 연산된 소멸상(d상) 및 생성상(a상)의 전류 변화율 제어용 게이트구동신호(G'_pc)를, 도17(C)는 도8의 기능블록으로 연산된 각 상의 상하단의 FET의 게이트 구동신호(G"_1-10)를, 도17(D)는 로터위치 검출신호(Sa-e)의 각 파형의 위상관계를 각각 나타낸다. 이 경우에 도8의 논리연산에 의하여 도17(D)의 로터위치 검출신호(Sa-e) 및 전자토크 방향지령(DRCT)로부터 도17(C)의 게이트 구동신호(G"_1-10)가 생성되고, 이 구동신호(G"_1-10) 및 튜티비(Duty1)의 PWM신호로부터 게이트 구동신호(G'_1-10)가 생성된다. 또한 도9(A)의 논리연산에 의하여 도17(D)의 로터위치 검출신호(Sa-e) 및 전자토크 방향지령(DRCT)로부터 도16(B)의 소멸상(d상) 및 생성상(a상)에 대한 게이트 구동신호(G'_pc)가 생성된다.

이 게이트 구동신호(G'_pc)는 도17(C)의 게이트 구동신호(G"_1-10)가 "High"(1) 또는 "Low"(0)이 될 때에 "Low"(0) 또는 "High"(1)이 된다. 즉, 구동신호(G"_1-10)가 "High"(전류의 생성) 또는 "Low"(전류의 소멸)이 될 때에 다른 구동신호(G'_pc)로 그 전류의 생성 도는 소멸을 억제한다. 예를 들면 도17(C)의 Td1, Ta1의 게이트 구동신호(G"_1-10)가 각각 전기각 18。의 지점에서 "Low", "High"가 될 때에 도16(B)의 Td1, Ta1의 각 게이트 구동신호(G'_pc)는 각각 "High 가 되고 그 후에 Ta1의 게이트 구동신호는 바로 "Low"가 되며 Td1의 게이트 구동신호는 전기각 54。의 지점에서 "Low", Td1의 게이트 구동신호는 전기각 54。의 지점에서 "Low"가 된다. 이들의 게이트 구동신호(G'_pc) 및 튜티비(Duty2)의 PWM신호로부터 소멸상(d상) 및 생성상(a상)에 대한 게이트 구동신호(G_pc)가 생성된다. 실제의 FET 게이트 구동신호(G_1-10)는 상기 게이트 구동신호(G'_1-10및 G_pc)를 합성연산하여 생성된다.

상기한 바와 같이, 소멸상과 생성사의 양방의 전류 변화율을 제어함으로써 도18에 나타내는 전술한 구산①의 개시로부터 구산②의 도중(②-1)까지의 사이에 자화전류를 전환할 때의 소멸상(d상)과 생성상(a상)의 전류 변화율을 일치시킬 수 있다. 따라서 종래의 FET 구동방법에서의 전류 변동에 의한 토크 변동파형(도2)과 비교하여 큰 폭으로 제어된다.

또한 이 실시예3의 경우도 소멸상과 생성사의 전류 변화율을 완전하게 일치시키는 것은 어렵지만, 상기 실시예2와 마찬가지로 전류 전환의 과도시간을 단축할 수 있다는 장점이 있다. 따라서 모터가 고속으로 운전될 때에 2개의 전류 전환시점 사이의 전류 안정시간이 길어지고 전류 변동과 토크 변동의 저하에 기여한다.

이상의 실시예에서는 제1PWM신호의 튜티비(Duty1), 로터위치 검출신호(Sa-e) 및 전자토크(Tm)의 방향지령(DRCT)에 의하여 각 FET의 게이트 구동신호(G'1-10)를 결정한다. 한편, 전환되는 상의 생성 및 또는 소멸전류의 변화율을 제어하기 위하여 전환되는 상에 대한 제2PWM신호의 튜티비(Duty2)를 연산한다. 이 연산은 모터 전류값(I), 제1PWM신호의 튜티비(Duty1), 모터 회전각속도(ω), 모터의 역 기전압의 정수(Km), 모터 구동회로에 공급되는 전원전압(Vb), 모터와 구동회로의 드가전기회로의 저항성분(R)의 함수(f)를 이용하여 실행된다. 따라서 전류 검출회로(24)로 모터의 전류값(I)을 검출하고 전류 피드백제어의 출력으로부터 제1PWM신호의 튜티비(Duty1)를 얻을 수 있음과 아울러 로터위치 검출신호(Sa-e)로부터 전환신호를 생성하고 모터 회전각속도(ω)를 검출한다. 그리고 생성 및 또는 소멸상의 FET 구동개시신호(G'_pc)와 튜티비(Duty2)의 논리연산에 의하여 실제로 전환되는 상의 FET 구동제어신호(G_pc)를 결정하고 이들 게이트 구동신호(G'_1-10및 G_pc)에 의하여 모터의 구동을 제어한다.

한편 도5의 제어회로(21)는 로터위치 검출회로(25)로부터 보내진 검출신호(sa-e)의 조합에 대하여 소정의 게이트 설정테이블에 의거하여 대응하는 게이트신호(Ga1 ∼ Ge2)를 FET게이트 구동회로(22)로 보낸다. 또한 제어회로(21)는 전술한 입력신호에 의거하여 전류제어에 의하여 모터구동용 전압지령신호를 생성하고 이 전압지령신호에 의거하여 펄스 폭 변조신호 및 게이트 구동신호(G_1-10)(=Ga1 ∼ Ge2)를 생성하며 FET게이트 구동회로(22)로 공급한다.

OFF상의 잔류전류에 대한 설명

OFF상(예를 들면 도21의 d상)에 대한 PWM신호의 튜티비(Duty2)는 하기식으로 나타난다.

Duty2 = 0.5 + Km·ω/2Vb … (28)

여기에서 모터의 회전속도가 늦을 때에는 Km·ω/2Vb ≒ 0이 되므로 튜티비(Duty2)는 약 0.5인 50%가 된다.

도20은 OFF상의 자화코일의 PWM-ON시에 대한 등가회로를 나타내는 회로도이고 도21은 OFF상의 자화코일의 PWM-OFF시에 대한 등가회로를 나타내는 회로도이다. 각 상의 자화코일의 중심접속점(각 상의 합류점)의 전압(Vn)은 근사적으로 0.5Vb가 된다. 예를 들면 OFF상의 PWM에 있어서의 튜티비(Duty2)가 50%인 경우에는 OFF상의 자화코일의 단자(d)에 직류라인의 전압(Vb)과 0이 교대로 인가된다. 도20 및 도21에 나타난 등가회로에 의하여 모터의 회전각속도(ω)가 거의 0이고 OFF상의 자화코일에 인가된 전압이 Vd - Vn인 때에는 OFF상의 자화코일로 흐르는 전류(id)가 도22에 나타내는 바와 같이 된다.

도22에 나타내는 바와 같이, OFF상에 인가된 전압(Vd - Vn)의 평균값은 0이지만 OFF상의 자화코일에 흐르는 전류(id)의 평균값은 0이 아니다. 그 OFF상의 전류(id)의 평균값(잔류전류의 평균값)의 크기는 OFF상의 PWM에 있어서의 튜티비(Duty2)와 OFF상의 자화코일의 등가회로에 있어서의 저항값과 OFF상의 자화코일의 전기 시정수와 OFF상의 자화코일의 역 기전압과 펄스폭 변조용 회로에 대한 전원전압인 DC라인전압 등과 관계가 있다.

잔류전류에 의한 토크 단차의 발생

도19는 OFF상의 자화코일에 흐르는 전류(id)의 평균값(잔류전류의 평균값)이 0이 되는 경우, 즉 잔류전류를 무시하는 경우의 각 자화코일의 상전류 파형 및 토크 파형을 나타내는 특성도이다. 이 경우에는 정류위치에 있어서도 토크 파형은 연속적이다. 잔류전류를 고려한 경우의 각 자화코일의 상전류 파형과 토크 파형은 도3에 나타내는 바와 같다. 이 경우에는 잔류 전류의 영향으로 정류위치에 있어서 토크 파형에 단차가 발생하게 된다.

OFF상의 전류가 0에 도달하는 시간의 추정

브러쉬리스 DC모터의 정류시(예를 들면, 도5의 상단측의 FET를 통하고 있는 상전류(i_d?? i_a의 정류시), OFF상의 전류(i_d)가 다이오드를 통하여 DC라인의 전압(Vb)의 그라운드에 연결되고 Y 결선의 중심점의 전압은 Vn(≒ 1/2·Vb), 코일의 역 기전압은 Ed이다. PWM의 주파수가 OFF상의 코일의 등가회로의 전기 시정수보다 충분히 작은 경우에는 OFF상의 코일의 단자에 인가되는 전압(Vd)은 하기식으로 근사하게 나타낼 수 있다.

Vd = Vb·Duty2 … (29)

따라서 PWM의 주파수가 OFF상의 코일의 등가회로의 시정수보다 충분히 작은 경우의 OFF상의 자화코일의 등가회로는 OFF상의 PWM-ON시의 등가회로인 도20과 PWM-OFF시의 등가회로인 도21을 합친 도23에 나타내는 등가회로로 표현할 수 있다. 따라서 OFF상의 자화코일에 인가된 전압(Voff)의 합계는 하기식(30)에 나타내는 바와 같다.

Voff = Vd - Vn - Ed … (30)

OFF상의 자화코일의 전압(Voff)을 나타내는 방정식은 하기 (31)식으로 나타내고 OFF상의 자화코일의 전류(i_d(t))는 하기(32)식으로 나타낸다.

Voff = Vd - Vn -Ed = Lm·(di_d/dt) +i_d·R … (31)

i_d(t) = (Id_c/2)·(e^-t/T+ Voff/R)·(1-e^-t/T) … (32)

여기에서 OFF상의 자화코일에 있어서의 정류가 시작하는 시점에서의 초기전류(i_d(0) = Id_c/2)이고 OFF상의 자화코일의 전기 시정수(T)는 Lm/R이다.

전술한 OFF상의 자화코일의 등간전압(Voff)와 OFF상의 자화코일의 등가회로의 저항에 의하여 코일전류(i_d)는 Id_c/2 ?? 0까지 낮아진다. 여기에서 Id_c는 모터의 자화전류의 합계값이다. 다만 Vd = Vb·Duty2, Vn = 0.5Vb, Ed = Km·ω/2이다. OFF상의 자화코일의 전류(i_d(t))는 i_d(0) = Id_c/2로부터 i_d(t1) ≒ 0까지 감소하는 데에 필요한 시간은 OFF상의 자화코일의 등가회로의 전기 시정수(T) 및 저항(R)과, 정류시의 OFF상의 자화코일에 더해진 PWM튜티비(Duty2)와, 모터의 역 기전압(Ed)과, DC라인 전압(Vb)과, 정류시의 초기전류값(i_d(0)) 등에 의하여 결정된다.

여기에서 PWM신호의 튜티비(Duty2)를 나타내는 상기(28)식에 의하면 Duty2 = 0.5 + Km·ω/2Vb인 경우에는 코일단자(d)에 인가되는 전압(Vd)이 0.5·Vb + Km·ω/2가 된다. 따라서 OFF상의 자화코일에 인가되는 전압(Voff)은 0이 되고 OFF상의 자화코일의 전류(i_d(t))는 하기 (33)식에 나타내는 바와 같이 된다.

i_d(t) = Id_c/2·e^-t/T… (33)

여기에서 초기 전류(id(0))는 Id_c/2이고 전기 시정수(T)는 Lm/R이다.

상기 (33)식에 의하여 OFF상의 자화코일의 전류(i_d(t))가 정류의 시작시점의 초기전류(i_d(0))의 n[%]가 될 때까지 감소하는 데에 필요한 시간은 하기 (34)식으로 구해진다.

t = -T·1n(n%) … (34)

예를 들면 정류를 시작하는 시점의 OFF상의 자화코일의 초기전류(i_d(0))의 5%가 될 때까지 감소하는 데에 필요한 시간은 OFF상의 등가회로의 전기 시정수(T=Lm/R)의 약 3배이다.

OFF상의 통전기간의 제한

브러쉬리스 DC모터의 회전속도가 늦을 때에는 정류가 시작되고 나서 OFF상의 자화코일을 PWM으로 구동시키고 다음의 정류가 시작되기 전에 OFF상으로의 PWM에 의한 전류 공급을 완전하게 차단한다. 즉, OFF상의 자화코일의 등가회로의 전기 시정수(T) 및 저항(R)과, 정류시에 OFF상의 자화코일에 더해진 PWM에 있어서의 튜티비(Duty2)와, 모터의 역 기전압(Ed)와, DC라인 전압(Vb), OFF상의 자화코일에 있어서 정류가 시작되는 시점의 초기전류(i_d(0)) 등에 의거하여 OFF상의 자화코일을 PWM으로 구동시키는 기간인 통전기간을 결정하고 그 통전기간 이외에는 OFF상의 PWM으로 전류공급을 완전하게 OFF시킨다. 따라서 OFF상의 자화코일의 잔류 전류는 0이 되고, 브러쉬리스 DC모터의 토크 파형은 도19에 나타내는 바와 같이 단차가 없이 연속되는 파형이 된다. 따라서 본 실시예의 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치에 의하면 저회전시에 있어서도 토크의 단차적인 변동이 발생하지 않으므로 모터 회전시의 진동과 소음을 종래의 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치보다도 저하시킬 수 있다.

본 발명에 의하면 브러쉬리스 DC모터의 자화코일에 있어서의 정류상에서의 OFF상의 잔류 전류를 0이 되도록 OFF상의 펄스 폭 변조에 의한 구동전류를 공급하는 기간(통전기간)을 제어하므로 OFF상의 잔류 전류를 0으로 억제할 수 있고, 따라서 토크의 단차적인 변화를 억제할 수 있는 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치를 제공할 수 있다. 또한 본 발명에 관한 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치를 전동파워 스티어링의 동력원으로 이용하면 브러쉬리스 DC모터의 급격한 토크 변화가 작아지므로 전동파워 스티어링의 조향 필링(操舵feeling)을 향상시킬 수 있고 진동 노이즈를 저하시킬 수 있다.

그러나 상하단과 같이 PWM튜티비로 구동하는 경우에는 상단용 PWM튜티비(Duty1) = 하단용 PWM튜티비(Duty3)로 설정하면 바람직하다. 그리고 상하단과 같이 PWM튜티비로 구동하는 경우에는 모터 구동회로에 있어서 모터의 각 자화상마다 공급하는 자화전류의 방향결정 및 온/오프 전환을 제어하는 제어수단을 설치한다. 제어수단은 그 전환시에 전환되는 자화전류의 변화율을 제어함으로써 전환되는 2개의 상의 전류 변화율을 일치시킨다(또는 같은 정도로 한다). 따라서 전환되지 않는 상의 전류 변동이 제어되므로 간단한 회로로 과도적이 토크 변동을 억제한다. 한편, 도1에 나타낸 바와 같이, 자화전류의 파형에 있어서 정의 구동튜티비와 부의 튜티비가 다른 경우에는 전류변동에 의한 과도적인 토크 변동을 발생시키지만 본 실시예에서는 다음과 같은 방법으로 해결한다.

상하단의 다른 튜티비(Duty1, Duty3)의 구동의 경우에 정류시에 모터전류의 총합을 일정하게 하기 위한 정류상의 구동튜티비(Duty2, Duty4)식의 유도방법

다음은 상단 정류를 예로 들어 튜티비(Duty2)의 유도 방법을 설명한다(상단은 d상과 e상이며 하단은 b상과 c상이고 정류는 d상부터 a상이다.). 상단 정류와 같은 유도 방법으로 하단 정류의 경우의 튜티비(Duty4)의 식을 얻을 수 있다. 상하단의 PWM구동튜티비가 다른 경우에는 예를 들어 하단 구동튜티비(Duty3) ?? 상단 구동튜티(Duty1)의 경우를 나타낸다. 그 반대의 경우(Duty3 ?? Duty1)에도 같은 유도 방법으로 튜티비(Duty2)를 구할 수 있다. 상단 정류시의 소멸상의 구동 튜티비를 Duty1으로 설정하여 Duty3 ?? Duty1 ?? Duty2를 예로 들어 설명한다.

도24는 모터의 자화전류의 파형도이며 Duty1, Duty3 및 Duty2의 3개의 PWM신호의 튜티비를 나타내는 것이다. 우선 모터코일의 중심점의 전압(Vn)의 식을 유도한 다음에 그 중심점 전압을 이용하여 각 코일의 전압 방정식을 구한다. 전압 방정식에 있어서의 각 코일의 인가 전압을 PWM의 튜티비를 Duty3, Duty1, Duty2로 표현한다. 마지막으로 모터전류의 총합을 일정하게 하기 위하여 인가 전압을 튜티비로 나타낸 각 상의 전압 방정식에 의거하여 정류상의 튜티비(Duty2)의 식을 구한다.

1. 모터 중심점의 전압(Vn)식의 유도 방법

도24에 나타내는 3개의 PWM신호는 4개의 패턴으로 분류할 수 있다. 이하, 그 4개의 PWM의 온-오프 통전 패턴에서의 모터 중심점의 전압(Vn)을 구한다.

(a) Duty1, Duty3, Duty2의 PWM이 온 상태인 경우

도25는 도5에 나타낸 브러쉬리스 모터의 구동회로에 대한 본 상태의 등가회로를 나타내는 회로도이다. 도25에 의거하여 각 코일의 전압 방정식은 하기식(35)부터 식(39)이다.

Vb - v_n1= Lm(di_a/dt) + R_ai_a+E_a… (35)

Vb - v_n1= Lm(di_e/dt) + R_ei_e+E_e… (36)

Vb - v_n1= Lm(di_d/dt) + R_di_d+E_d… (37)

-v_n1= Lm(di_b/dt) + R_bi_b+E_b… (38)

-v_n1= Lm(di_c/dt) + R_ci_c+E_c… (39)

또한 구동회로의 DC라인의 전류(2i1)와 각 상의 전류(i_a, i_b, i_c, i_d, i_e)의 관계는 하기식(40)이 된다.

2i₁= i_d+ i_a+ i_e= -(i_b+ i_c) … (40)

구형파 전류구동이며 자화파형은 전기각도 144。의 거의 사각 파형이므로 역 기전압도 근사적으로 사각파가 된다. 상전환시에 있어서 각 상의 역 기전압의 절대값은 거의 같게 된다. 즉 하기식(41)에서 나타내는 상태가 된다.

E_a= E_d= E_c= -E_b= -E_c= E … (41)

또한 각 상의 코일의 저항도 같은 값이 된다. 즉, 하기식(42)에서 나타내는 상태가 된다.

R_a= R_d= R_e= R_b= R_c= R … (42)

여기에서 식(35)부터 식(37)을 더하고 식(40)부터 식(42)을 대입함으로써 하기식(43)을 구할 수 있다.

3V_b-3v_nl= Lm(d(2i₁)/dt) +R(2i₁) +3E … (43)

또한 식(38)과 식(39)을 더하고 식(40)부터 식(42)을 대입함으로써 하기식(44)을 구할 수 있다.

-2v_n1= -Lm(d(2i₁)/dt) - R(2i₁) - 2E … (44)

상기식(43) 및 (44)로부터 코일의 중심전압(Vnl)을 Vb, E로 나타내면 하기식(45)이 된다.

v_n1= 3/5·V_b- 1/5·E … (45)

(b)Duty2의 PWM이 오프이며 또한 Duty1, Duty3의 PWM이 온상태인 경우

도26은 도5에 나타내는 브러쉬리스 모터의 구동회로도에 있어서의 본 상태의 등가회로를 나타내는 회로도이다. 도26에 의거하여 각 코일의 전압 방정식은 하기식(46) ∼ (50)이 된다.

V_b-v_n11= Lm(di_a/dt) + R_ai_a+ E_a… (46)

V_b-v_n11= Lm(di_c/dt) + R_ci_c+ E_c… (47)

-v_n11= Lm(di_d/dt) + R_di_d+ E_d… (48)

-v_n11= Lm(di_b/dt) + R_bi_b+ E_b… (49)

-v_n11= Lm(di_c/dt) + R_ci_c+ E_c… (50)

또한 구동회로의 DC라인의 전류(2i11)와 각 상의 전류(i, ib, ic, id, ie)의 관계는 하기식(51)이 된다.

2i₁₁= i_a+ i_e= -(i_d+ i_b+ i_c) … (51)

상기식(46) ∼ (51) 및 상기식(41), 식(42)에 있어서 전류에 관련된 항을 제거하고 코일의 중심전압(Vnl1)을 Vb와 E로 나타내면 하기식(52)이 된다.

v_n11= 2/5·Vb - 1/5·E … (52)

(c)Duty1, Duty2의 PWM이 오프이고 또한 Duty3의 PWM이 온상태인 경우

도27은 도5에 나타내는 브러쉬리스 모터의 구동회로도에 있어서의 본 상태의 등가회로를 나타내는 회로도이다. 도27에 의거하여 각 코일의 전압 방정식은 하기식(53) ∼ (57)이 된다.

-v_n12= Lm(di_a/dt) + R_ai_a+ E_a… (53)

-v_n12= Lm(di_e/dt) + R_ei_e+E_e… (54)

-v_n12= Lm(di_d/dt) + R_di_d+E_d… (55)

-v_n12= Lm(di_b/dt) + R_bi_b+E_b… (56)

-v_n12= Lm(di_c/dt) + R_ci_c+E_c… (57)

또한 구동회로의 DC라인의 전류(2i₁₂)와 각 상의 전류(i_a, i_b, i_c, i_d, i_e)의 관계는 하기식(58)이 된다.

2i₁₂= i_a+ i_e= -(i_d+ i_b+ i_c) … (58)

상기식(53)부터 식(58) 및 상기식(41), 식(42)에 있어서 전류에 관련된 항을 제거하고 코일의 중심전압(V_nl2)을 Vb와 E로 나타내면 하기식(59)이 된다.

v_n12= -1/5·E … (59)

(d)Duty1, Duty2, Duty3의 PWM이 오프상태인 경우

도28은 도5에 나타내는 브러쉬리스 모터의 구동회로도에 있어서의 본 상태의 등가회로를 나타내는 회로도이다. 도28에 의거하여 각 코일의 전압 방정식은 하기식(60) ∼ (64)이 된다.

-v_n2= Lm(di_a/dt) + R_ai_a+ E_a… (60)

-v_n2= Lm(di_e/dt) + R_ei_e+E_e… (61)

-v_n2= Lm(di_d/dt) + R_di_d+E_d… (62)

Vb - v_n2= Lm(di_b/dt) + R_bi_b+E_b… (63)

Vb - v_n2= Lm(di_c/dt) + R_ci_c+E_c… (64)

또한 구동회로의 DC라인의 전류(2i₂)와 각 상의 전류(i_a, i_b, i_c, i_d, i_e)의 관계는 하기식(65)이 된다.

2i₂= i_d+ i_a+ i_e= -(i_b+ i_c) … (65)

상기식(60)부터 식(65) 및 상기식(41), 식(42)에 있어서 전류에 관련된 항을 제거하고 코일의 중심전압(V_n2)을 Vb와 E로 나타내면 하기식(66)이 된다.

v_n2= 2/5·V_b- 1/5·E … (66)

2. 인가전압을 튜티로 나타내는 각 상의 전압 방정식의 유도 방법

상기 코일의 중심전압(Vn)을 나타내는 식(45), 식(52), 식(59), 식(66)과 이들 식의 유도 과정으로 알 수 있듯이 도24에 나타난 4개의 PWM의 온-오프의 통전 패턴에 의하여 코일의 중심전압과 단자전압은 변동된다. 그 변화의 주파수는 PWM의 주파수 정도이다. PWM의 주기는 모터코일의 등가회로의 전기 시정수보다도 충분히 작으므로 코일의 단자전압과 중심전압은 PWM의 1주기 중 전압의 평균값으로 나타내는 것이 타당하다.

상단의 a상 및 e상의 코일에 있어서의 a상의 전압 방정식의 인가전압을 평균값으로 나타내는 것을 예를 들어 나타낸다. 도24에 나타내는 4개의 PWM의 온-오프의 통전패턴의 튜티비는,

a) Duty2

b) (Duty1 - Duty2)

c) (Duty3 - Duty1)

d) (1 - Duty3)

이다. 각 통전패턴의 튜티비를 곱하는 각 패턴의 a상의 전압 방정식(식(35), 식(46), 식(53), 식(60))의 좌변의 인가전압항에 의하여 각 패턴의 기간에서의 인가전압은,

a) Duty2(Vb - V_n1)

b) (Duty1 - Duty2)·(Vb -V_n1)

c) (Duty3 - Duty1)·-V_n12

d) (1 - Duty3)·-V_n2

가 된다. 이들 a), b), c), d)의 4개의 인가전압의 합계는 하기식(67_에 나타내는 바와 같이, PWM주기내의 평균인가전압(Va - Vn)이다.

v_a- v_n= Duty1·Vb - Duty2·(V_n1- V_n11) - Duty1·(V_n11- V_n12)

- Duty3·(V_n12- V_n2) - V_n2… (67)

각 중심전압(V_n1, V_n11, V_n12, V_n2)을 상기식(45), 식(52), 식(59), 식(66)에 대입하면 인가전압의 평균값은 튜티비와 Vb, E로 나타낼 수 있다. a상의 전압 방정식은 하기식(68)이 되고 e상의 전압 방정식은 마찬가지로 하기식(69)이 된다.

v_a- v_n= Lm(di_a/dt) + R_ai_a+ E_a… (68)

v_e- v_n= Lm(di_e/dt) + R_ei_e+ E_e… (69)

단 상단의 코일단자의 전압 평균값(v_a, v_c)과 코일의 중심전압의 평균값(v_n)은 하기식(70) 및 (71)이 된다.

v_a= v_c= Duty1Vb … (70)

v_n= (2 + Duty2)·1/5·Vb - 1/5·E

- (Duty3 - Duty1)·2/5·V … (71)

오프상의 코일(d상)과 하단의 코일(b상, c상)의 전압 방정식은 전술한 상단의 코일의 전압 방정식의 유도 방법과 동일한 방법으로 구할 수 있다. 오프상의 전압 방정식은 하기식(72)이 되고 상단의 코일의 방정식은 하기식(73) 및 (74)이 된다.

v_d- v_n= Lm(di_d/dt) + R_di_d+ E_d… (72)

v_b- v_n= Lm(di_b/dt) + R_bi_b+ E_b… (73)

v_c- v_n= Lm(di_c/dt) + R_ci_c+ E_c… (74)

단 오프상의 단자전압의 평균값(v_d) 및 하단의 코일단자의 전압 평균값(v_b, v_c)은 각각 하기식(75) 및 (76)으로 나타낸다.

v_d= Duty2·Vb … (75)

v_b= v_c= (1 - Duty3)·Vb … (76)

2개의 정류상(소멸의 d상과 생성의 a상)의 튜티비(Duty2)를 Duty2₁및 Duty2₂, 더 일반적인 상태로 설정한 경우에는 소멸(오프)상과 생성상의 코일단자의 전압 평균값(v_a, v_d)은 하기식(77) 및 (78)이 된다. 또한 중심전압을 나타내는 상기식(71)도 변경되지만 그 변경된 중심전압을 나타내는 수식 및 그 설명은 생략한다.

v_d= Duty2_1·Vb v_e= Duty1·Vb … (77)

v_a= Duty2_2·Vb … (78)

3. 모터전류의 총합을 일정하게 하기 위한 정류상의 튜티비(Duty2)식의 유도 방법

상기 인가전압을 튜티비로 표현한 각 상의 전압 방정식은 PWM의 주기가 코일의 등가회로의 전기 시정수보다도 충분히 작다는 것을 전제조건으로 하여 유도한 결과이다. 따라서 식(68)로부터 식(76) 중의 전류와 전압은 PWM주기내의 평균값으로서 취급한다. 상단의 정류(예를 들면 d상부터 a상)될 때에는 상단의 각 상의 전류(i, ie, id)의 합계와 하단의 각 상의 전류(i_b, i_c)의 합계는 하기식(79)에 나타내는 바와 같이 대등하게 된다.

i_a+ i_e+ i_d= -(i_b+ i_c) = I =2i … (79)

여기에서 I는 모터전류이고 그 모터전류는 전류검출수단에 의하여 검출된다. 각 코일이 대상이 되므로 정류가 시작되는 때(t =0)에 상단의 코일의 d상 및 e상의 전류가 같은 값이라고 가정하면 a상의 전류는 0이 된다.

i_e(0) = i_d(0) = 1/2·I(0)

i_a(0) = 0

정류의 2상 전류의 생성과 소멸의 변화율이 하기식(80)으로 표현되도록 같게 하면 정류 기간 중에 임의 시간의 전류(i_a(t) 및 i_d(t))의 총합은 식(80)을 적분함으로써 하기식(81)으로 표현되도록 구할 수 있다.

di_a(t)/dt = -di_d(t)/dt … (80)

i_a(t) + i_d(t) = i_a(0) + i_d(0) = i_d(0) = 1/2·I(0) … (81)

상기식(81)으로부터 알 수 있는 바와 같이, 정류 기간 중에 정류하는 2상 전류의 변화율을 같게 하면 그 2상 전류의 총합은 일정하게 보존된다. 따라서 정류 기간 중에 상단의 정류되지 않는 상의 전류ie(t)가 변하지 않으면 i_e(t) = i_e(0) = 1/2·I(0)이고 상기식(79)에 의하여 모터의 총 전류I(t) = i_a(t) + i_e(t) + i_d(t) = I(0)가 일정하게 보존되고 모터의 전류토크도 일정하게 보존된다. 따라서 정류 기간 중에는 하기식(82) 및 (83)이 성립된다.

i_a+ i_d= i_e= 1/2·I(0) = 1/2·I = i … (82)

di_a/dt + di_d/dt = di_c/dt = 0 … (83)

모터의 총 전류가 일정하게 보존될 때의 정류상의 튜티비(Duty2)를 구하기 위하여 정류되는 2상의 전압 방정식인 식(68) 및 (72)의 양변을 더하고 식(41) 및 식(42)과 식(82) 및 식(83)을 대입하면 하기식(84)을 구할 수 있다.

v_a+ v_d- 2v_n= Ri + 2E … (84)

상단의 정류되지 않는 상의 전압 방정식인 식(69)에 식(41), 식(42)과 식(82), 식(83)을 대입하면 하기식(85)을 구할 수 있다.

v_e- v_n= Ri +E … (85)

식(84) 및 식(85)으로부터 Ri 항을 제거하고 또한 식(70), 식(71), 식(75)을 대입함으로써 정류상의 튜티비(Duty2)가 역 기전압(E)(또는 모터의 회전각속도(ω)), 구동회로에 공급되는 전압(Vb)과 상하단의 튜티비(Duty1, Duty3)를 이용하여 하기식(86)으로 표현되도록 구할 수 있다.

Duty2 = 0.5 + E/Vb - 0.5(Duty3 - Duty1)

= 0.5 + Km·ω/2Vb - 0.5(Duty3 - Duty1) … (86)

식(84) 및 식(85)으로부터 vn과 E항을 제거하고 식(70), 식(75)을 대입함으로써 정류상의 튜티비(Duty2)가 모터전류(I), 모터코일, FET 등의 등가전기회로의 저항(R), 구동회로에 공급되는 전압(Vb)과 상단의 튜티비(Duty1)를 이용하여 하기식(87)로 표현되도록 구할 수 있다.

Duty2 = Duty1 - Ri/Vb = Duty1 - RI/2Vb … (87)

2개의 정류상(소멸의 d상과 생성의 a상)의 튜티비(Duty2)를 튜티비(Duty2₁및 Duty2₂), 더욱 일반적인 상태로 설정한 경우에는 식(70), 식(71), 식(72) 대신에 식(77), 식(78)과 새로운 중심전압(v_n)의 식을 대입하면 하기식(88), 식(89)으로 표현되도록 정류상의 튜티비(Duty2)를 구할 수 있다.

Duty2_1 + Duty2_2 = Duty1 + E/Vb + vn/Vb

= Duty1 + Km·ω/2Vb + vn/Vb … (88)

Duty2_1 + Duty2_2 = 2Duty1 -Ri/Vb

= 2Duty1 - RI/2Vb … (89)

4. 하단 정류시에 모터전류의 총합을 일정하게 하기 위하여 정류상의 튜티비(Duty4)식의 유도 방법

상단 정류시의 유도 방법과 마찬가지로 각 PWM의 온/오프의 통전상태의 패턴에서의 모터 중심전압(v_n)의 수식을 구하고 그 수식을 이용하여 인가전압을 튜티비로 표현하는 각 상의 전압 방정식을 구한다. 마지막으로 모터전류의 총합을 일정하게 하기 위하여 정류상의 튜티비(Duty4)를 구한다. 그 결과는 하기식(90), 식(91)으로 표현된다.

Duty4 = 0.5 + E/Vb +0.5(Duty3 - Duty1)

= 0.5 + Km·ω/2Vb + 0.5(Duty3 - Duty1) … (90)

Duty4 = Duty3 - Ri/Vb = Duty3 -Ri/2Vb … (91)

상기한 바와 같이 본 발명에 의하면 1개의 전류검출회로를 이용하여 모터를 구형파로 구동하는 것에 있어서의 상단과 하단의 PWM 구동튜티가 다른 경우에 상전류를 전환할 때의 생성상과 소멸상의 전류 변화율을 제어하므로 상전환시의 모터전류를 일정하게 유지할 수 있고, 전류변동과 전류토크변동을 억제할 수 있으며 저가로 저전류 변동, 저토크 변동의 고성능 서브모터를 실현하는 모터구동 제어장치를 제공할 수 있다. 또한 본 발명에 관계된 모터구동 제어장치를 전동파워 스티어링의 동력원으로 이용하면 브러쉬리스 DC모터의 급격한 토크 변동이 작아지므로 전동파워 스티어링의 조향 필링을 향상시킬 수 있고 진동 노이즈를 저하시킬 수 있다.

이상에서는 본 발명을 5상 브러쉬리스 모터의 제어에 적용한 실시예에 대하여 설명하였지만 5상에 제한되지 않고 상의 수가 달라도 자화신호의 전환시에 전환되는 상의 자화전류의 변화율을 상기 실시예와 마찬가지로 제어하면 무방하다.

본 발명의 모터구동 제어장치는 상 전류의 전환시에 상승하는 상과 하강하는 상의 전류 변화율을 제어하고 있기 때문에 상 전환시의 모터 전류를 일정하게 유지할 수 있으므로 전류 변동과 전자 토크 변동을 억제할 수 있다. 이 때문에 차량 등의 전동파워 스티어링의 동력원으로서 사용하면 모터의 모터의 급격한 토크 변동을 작게 할 수 있으므로 핸들의 조향 필링을 향상시킬 수 있고, 진동 노이즈를 경감할 수 있다. 또 본 발명은 볼스크류 타입의 전동파워 스티어링용 중공축 브러쉬리스 모터의 제어에도 이용할 수 있고 브러쉬리스 모터에 한정되지 않고 구형파 신호로 구동제어되는 모터(예를 들어 리니어 모터)의 제어에 적용할 수 있는 것이다.

Claims

복수의 자화상(磁化相)을 갖는 모터의 구동을 제어하는 장치로서, 상기 모터의 각 자화상에 공급하는 자화신호를 생성하는 구동수단과, 각 자화상마다 상기 자화신호의 방향을 결정하고 온/오프로 전환하는 제어수단을 갖추고, 상기 제어수단은 상기 전환시에 전환되는 자화신호의 변화율을 제어하는 것을 특징으로 하는 모터구동 제어장치
제1항에 있어서,

상기 수동수단은 상기 자화신호로서 상기 모터의 복수의 자화코일에 공급하는 자화전류를 생성하는 구동회로를 포함하고, 상기 제어수단은 상기 자화전류의 전환시에 상기 자화전류가 상승하는 자화상과 하강하는 자화상의 전류 변화율을 일치시키던가 혹은 같은 정도가 되는 구동신호를 상기 구동회로에 공급하는 모터구동 제어장치.
제2항에 있어서,

상기 제어수단은 상기 자화전류가 전환되지 않는 자화상에 대한 제1PWM신호와, 상기 자화전류가 상승하는 자화상 및/또는 하강하는 자화상에 대한 제2PWM신호를 합성연산함으로써 상기 구동신호를 모터구동 제어장치.
상기 제2PWM신호의 튜티비(Duty2)는 상기 전환시의 모터 전류값(I), 상기 제PWM신호의 튜티비(Duty1) 및 모터의 회전각속도(ω), 모터의 역기전압 정수(Km), 모터구동회로에 공급되는 전원전압(Vb), 모터와 구동회로의 등가전기회로의 저항성분(R)의 함수인 모터구동 제어장치.
제1항에 있어서,

상기 모터가 브러쉬리스 모터이고, 상기 구동수단이 4상 동시에 통전하면서 통전하는 자화 코일을 한 상씩 순차적으로 전환하는 4상 자화방식인 모터구동 제어장치
제5항에 있어서,

상기 5상 브러쉬리스 모터가 FET 어레이로 구동되고, 상기 제어수단이 전류 제어부와, 자화전류가 상승 혹은 하강하는 자화상의 PWM 튜티비 연산부와, 모터 회전속도 연산부와, FET 게이트 구동신호 연산부로 구성되어 있는 모터구동 제어장치.
제6항에 있어서,

상기 자화전류의 전환시에 하강하는 상의 전류 변화율을 제어하여 상승하는 상의 PWM 신호의 전류 변화율과 일치시키는 모터구동 제어장치
제6항에 있어서,

상기 자화전류의 전환시에 상승하는 상의 전류 변화율을 제어하여 하강하는 상의 PWM 신호의 전류 변화율과 일치시키는 모터구동 제어장치.
제6항에 있어서,

상기 자화전류의 전환시에 상승하는 상에 대한 PWM 신호의 전류 변화율과 하강하는 상에 대한 PWM 신호의 전류 변화율을 제어하여, 상기 각 전류 변화율이 일치하는 모터구동 제어장치.
브러쉬리스 DC모터의 자화코일에 있어서의 정류상의 전류 합계값이 변화하지 않도록 정류상의 전류의 변화율을 제어하는 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치에 있어서, 상기 자와 코일에 있어서의 정류상 중의 OFF상의 잔류 전류를 0으로 하고, 상기 자화코일에 있어서의 OFF상의 펄스 폭변조에 의한 구동전류를 공급하는 기간(통전기간)을 제한하는 것을 특징으로 하는 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치.
제10항에 있어서,

상기 OFF상의 통전기간을 당해 OFF상의 전류가 0에 도달하는 때에 종료시키는 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치.
제11항에 있어서,

정류 시작부터 상기 OFF상의 전류가 0에 도달하기 까지의 시간은 상기 OFF상의 등가회로의 전기 시정수 및 저항값와, 정류시의 상기 OFF상에 가해지는 PWM 튜티비와, 브러쉬리스 DC모터와 모터 역기전압과, 상기 펄스 폭변조용의 회로에 대한 전원전압인 DC라인전압과 정류시의 초기 전류값에 의거하여 결정하는 브러쉬리스 DC모터 구동제어장치.
모터의 자화전류를 검출하는 전류검출회로를 2개 이상 사용하지 않고 복수의 자화상을 갖는 모터를 구동제어하는 모터 구동제어장치에 있어서, 상기 모터의 각 자화상에 공급하는 자화신호를 생성하는 구동수단과, 상기 각 자화상마다 상기 자화신호의 방향을 결정하고 온/오프로 전환하는 제어수단을 갖추고, 상기 제어수단은 상기 전환시에 모터의 상기 각 자화상의 자화전류의 합계값을 일정하게 유지하도록 상기 자화신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동제어장치.
제13항에 있어서,

상기 제어수단은 상기 전환시에 전환되는 상기 자화신호의 변화율을 제어하는 모터 구동제어장치.
제14항에 있어서,

상기 구동수단은 상기 자화신호로서 상기 모터의 복수의 자화코일에 공급하는 자화전류를 생성하는 구동회로를 구비하고, 상기 제어수단은 상기 자화전류의 전환시에 상기 자화전류가 상승하는 자화상과 하강하는 자화상의 전류 변화율을 일치시키던가 또는 같은 수준으로 하는 구동신호를 상기 구동회로에 공급하는 모터 구동제어장치.
제15항에 있어서,

상기 제어수단은 상기 자화전류가 전환되지 않는 자화상에 대한 상단용(순방향 전류용)의 제1PWM 신호와 하단용(역방향 전류용)의 제3PWM와, 상기 자화전류가 상승하는 자화상 및/또는 하강하는 자화상에 대한 상단용(순방향 전류용)의 제2PWM 신호와 하단용(역방향 전류용)의 제4PWM 신호를 합성연산함으로써 상기 구동신호를 생성하는 모터 구동제어장치.
제16항에 있어서,

상기 제2PWM 신호 및 상기 제4PWM 신호의 튜티비는 상기 전환시의 모터 전류, 상기 제1PWM 신호 및 상기 제3PWM신호의 튜티비, 모터의 회전각속도, 모터의 역기전압 정수, 모터 구동회로에 공급되는 전원전압 및 모터와 구동회로의 등가전기회로의 저항성분의 함수인 모터 구동제어장치.