JPH03198687A - 直流ブラシレスモータの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は、直流ブラシレスモータの電流制御に使用する
モータ位置検出方法に関し、特に、安価で簡単な位置検
出器により正弦波電流制御を可能とする位置検出方法に
関する。

Ｂ１発明の概要 本発明は、直流ブラシレスモータの電流制御に使用する
モータ位置検出方法において、位置検出信号からπ／３
毎のパルスを得、その周期から角周波数ωを算出し、前
回のパルス周期より算出された角周波数に基づき、今回
のパルス信号を始点とし、パルス間の位相角を演算する
ことで正弦波の電流指令を出力することにより、安価か
つ簡単な構成で正弦波電流による制御を可能とし、トル
クリップルや高調波損失を大幅に改善する技術を提供す
るものである。

Ｃ０従来の技術 直流ブラシレスモータでは、回転子に永久磁石の界磁を
有する同期電動機の該回転子の磁極位置を検出して、磁
束が固定子の一次電流と常に直交するように一次電流を
制御している。第４図は、そのような直流ブラシレスモ
ータの一例を示す構成図である。同図において、モータ
４１はその制御装置４２により３相制御されている。そ
れらを制御すべき電流振幅指令いわゆるトルク指令電流
Ｉｐ”は、電流位相指令発生手段４３の出力する２相指
令電流Ｉｕ、Ｉｗ”と乗算器４４で乗算され、更にモー
タ電流Ｉｕ、Ｉｗと加算器４５で突き合わされて、それ
ぞれをＰＩアンプ４６で積分される。ＰＩアンプ４６の
各出力及びそれらを加算したのち反転アンプ４７で反転
して３相を得、３相の出力は、三角波発振器４８からの
三角波と比較器４９で比較され、前記モータ制御装置４
２ヘフイードバツクされる。尚、電流位相指令発生手段
４３は、モータ４１に付設された位置検出器５０により
検出された位置情報に基づいて、２相の電流位相指令電
流１ｕ、Ｉｗ”を出力する。

Ｂ０発明が解決しようとする課題 従来の方式では、位置検出器としてレゾルバやアブソリ
ュート・エンコーダ等を用い、高分解能の位置信号を得
て、これから正弦波の電流指令を発生させている。ここ
で、レゾルバの場合、位置信号を得るために複雑な処理
回路が必要であり、アブソリュート・エンコーダも、高
価なうえ、高速の回転数では応答が難しい等の課題があ
る。

そこで、第５図に示すように、ステータ５Ｉの３相巻線
に対応する１２０°等配でホール素子５２を配設し、こ
のホール素子５２に近接させ、ロータ５３の磁極に対応
する磁石５４を取り付けて位置を検出する方法が工夫さ
れている。この場合、位置検出器は簡単かつ安価で、第
６図に示す如く位置検出信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗより電流
指令Ｉｕ　　、Ｉｖ　　、Ｉｗ”を容易に作成でき、電
圧と電流の基本波の位相が一致しているため、力率１で
モータを運転できる利があるが、６０°の分解能しか得
られないため１２０°方形波の電流指令となり、電流の
高調波が大きく、トルクリップルの原因になり、高調波
損失も増大する。

本発明は、このような課題に鑑みて創案されたもので、
安価かつ簡単な構成で正弦波電流による制御を可能とし
、トルクリップルや高調波損失を大幅に改善した直流ブ
ラシレスモータの位置検出方法を提供することを目的と
している。

８１課題を解決するための手段 本発明における上記課題を解決するための手段は、モー
タ位置検出信号及び電流振幅指令信号により電流制御さ
れる直流ブラシレスモータの位置検出方法において、位
置検出信号からπ／３毎のパルスを得、その周期から角
周波数ωを算出し、前回のパルス周期より算出された角
周波数に基づき、今回のパルス信号を始点セし、パルス
間位相角を演算することにより正弦波の電流指令を出力
するプロセッサを備えた位置検出方法によるものとし、
π／３毎に発生するパルス信号に基づく所定の式でロー
タの実際位置と正弦波電流指令の位相との差を算出し、
その差が許容範囲内であれば正弦波電流で制御し、許容
範囲を越えた場合は方形波電流制御に切り換え、その切
り換えの際には電流指令を所定の式で補正して出力トル
クを一定に保持することを好適とするものである。

Ｆ９作用 本発明は、直流ブラシレスモータの制御に位置検出器を
使用する際に、公知の簡単なロータ磁極型のものを配設
し、トルクリップルや高調波損失を改善するため、モー
タ電流を誘起電圧と位相が一致した正弦波とする電流指
令を得る方法を示すものである。

本発明では、ロータ磁極における位置検出信号からπ／
３毎のパルスを得て、その周期Ｔ。から角周波数ωをω
−（π／３）・（ｔ／’ｒｏ）の演算により算出する。

そして、前回のパルス周期より算出された角周波数ωに
基づいて、そのパルス信号Ｐｎ　（ｎ＝ｏ、１〜５）を
始点とし、ＩｕＩｐ・ｓｉｎθ　及びθ−ωｔ＋π／２
の演算によりパルス間の詳細な位相角を算出し、正弦波
の電流指令を得る。

また、上記の方法だけでは低速域（例えば定格運転時の
１／ｌＯ程度）及び起動時や加減速運転時に位相角の演
算誤差が生じ、応答性が劣化するので、そのような場合
のために、従来通りの方形波運転に切り換える手段を設
ける。パルス信号Ｐｎを基準に実際のロータ位置と正弦
波電流指令の位相との差θｅをθｅ−θｎ−（π／６＋
（ｎ＋１）π／６）　　の演算により算出し、その値が
許容範囲内であれば正弦波電流で運転し、差値が許容範
囲を越えると１２０°方形波の運転に切り換える。更に
切り換えの際には、電流指令Ｉｐ’をＩ　ｐ’−ｖｎ／
π・Ｉｐの演算で補正して、出力トルクを一定に保持す
る。

Ｇ、実施例 以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明す
る。

第１図は、本発明の一実施例の構成図である。

同図において、■はモータ、２はモータ制御装置であっ
て、モータｌは、モータ制御装置２からの３相のモータ
電流１ｕ、Ｔｖ、Ｉｗにより駆動されている。本発明で
は、従来の電流位相指令発生手段に相当する位置にプロ
セッサ（以後ＣＰＵと呼称する）３を配設し、その指令
をＤ／Ａ変換器４でアナログの指令電流に変換するもの
としている。以下、図中、５は加算器、６はＰＩアンプ
、７は三角波発振器、８は比較器で、これらは従来例と
同様に構成されている。９はベース・ロジック、ｌＯは
第５図に示した公知の位置検出器である。

位置検出器１０は、ロータ磁極の位置検出信号Ｐｕ、Ｐ
ｖ、Ｐｗの立ち上がり及び立ち下がりのエツジにより、
第５図に示すようなπ／３毎のパルスＰｎ　（ｎ＝０．
１〜５）を作成し、ＣＰＵ３へ送る。

ＣＰＵ３は電流演算手段３ａ及び位相演算手段３ｂで成
り、位相演算手段３ｂは、パルスＰｎの周期Ｔ。を計測
することにより、Ｔｏ期間の平均角周波数ωを ω　−（π／３）・（１／Ｔ、）　　　・・・・・・（
１）の演算で算出する。初期位相角をπ／２とすると、
θ　−ωｔ　＋　π／２となる。

ここで、Ｔｏ区間で演算した各周波数ωがＴ１区間でも
変化しないとすると、Ｕ相の電流指令の位相角θはＰ１
点（を−θ）を起点として、θ−（π／３）・（ｔ／Ｔ
ｏ）＋π／２ｒｒ／３　・ｔ　／Ｔｏ　＋　ｒｒ／２　
　　　　−−（２）に基づいて演算される。次の区間Ｔ
、では、前回の区間Ｔ、で算出された角周波数ωを使用
して、Ｐ２点を起点としてＴ１区間と同様に算出され、
Ｐｏ”−Ｐｓを始点とした電流指令の位相角θは、下式
で表される。

θ−（π／３）・（ｔ／Ｔｆｎ−１１）　＋（π／６＋
ｎ・π／３）−・−（３）一方、電流演算手段３ａは、
トルク指令ｒｐを入力され、位相角θにより各相の電流
指令を下式の如く算出する。

Ｉ　ｕ　　＝　Ｉ　ｐ　ｊｓｉｎθ Ｉｖ　　−Ｉｐ−ｓｉｎ（θ＋２７３・π）　　・・・
・・・（４）Ｉｗ　　＝Ｉｐ−ｓｉｎ（θ−２／３・π
）１ ２ 上記の演算は、いうまでもなくディジタル値で行われる
ので、その結果は前記Ｄ／Ａ変換器４へ出力され、アナ
ログ電流に変換されて、加算器５でモータ電流Ｉｕ、Ｉ
ｗと突き合わされることになる。

このように、本実施例では、まず位置検出器の信号から
パルス信号を作ることによりπ／３間隔の位相角を得、
更に各パルス間（π／３区間）の位相角は前回のパルス
周期より得た角周波数から算出することで分解能の位相
角を得て、正弦波の電流指令を作成している。本方式で
は、前回サンプルした角周波数ωに基づいて位相角を計
算し、例えばＴ。区間で求めたωでＴ１区間の位相角を
求めているため、Ｔ、区間でωが変化した場合は位相に
誤差を生じるが、次のＴ７区間の始点Ｐ。

は位置検出器からの信号であるので、Ｔ７区間で生じた
誤差は自然にリセットされる。このため、π／３区間内
では位置誤差を生じる可能性があっても、それが累積さ
れることはなく、かなり良質な正弦波電流指令が得られ
る。また、比較的高い回転域においては、Ｐｎの周期が
短いので、この間に大きな速度変動は起きず、はとんど
位相誤差は生じない。

本実施例によれば、従来１２０°方形波電流での制御に
使用していた第５図に示す如き検出器による正弦波での
電流制御が可能になり、レゾルバやアブソリュート・エ
ンコーダ等を使用する場合に比較して安価で簡単な構成
を採ることができ、しかもトルクリップルや高調波損失
を大幅に改善できる。

なお、上記実施例は、パルス周期から角周波数ωを計算
しているため、Ｐｎのパルス周期が長い時期、低速域（
例えば定格回転の１／１０程度）や加減速運転時には、
既に述べたように、位相角の演算誤差を生じ、応答性の
劣化がある。また、静止時には、π／３毎の区間内の位
相を算出できない等の課題が残されている。

第２図は、そのような場合のために考えられた本発明の
別な一実施例の構成図である。本実施例は、停止及び低
速時は従来通りの＋２０°方形波の運転を行い、予め設
定された回転数以上になると、第１図の実施例の正弦波
運転に切り換えるものである。また、モータを加減速す
る場合も、ωが連続的に変化するので、位相誤差が大き
くなり、応答性が悪化するが、これに対しても、位相誤
差がある程度大きくなった時点で１２０”方形波に切り
換え、速度が安定して位相誤差が小さくなった時点で正
弦波運転に戻すようにしている。第２図において、第１
図と異なるのはＣＰＵの内部だけであるので、当該部分
のみを示すことにする。

図中、２０はＣＰＵ１２Ｉは実効値演算手段、２２は方
形波電流指令発生手段、２３は正弦波電流指令発生手段
、２４は制御切換手段、２５及び２６は切換スイッチで
ある。トルク指令ＩＩ）は、実効値演算手段２１を介し
て方形波電流指令発生手段２２へ入力されると共に、直
接正弦波電流指令発生手段２３へも人力される。方形波
電流指令発生手段２２の指令と正弦波電流指令発生手段
２３の指令とは、切換スイッチ２５及び２６で切り換え
られる。切換スイッチ２５はＵ相の指令を切り５ ６ 換え、切換スイッチ２６はＷ相の指令を切り換え、それ
ぞれＤ／Ａ変換器へ出力する。

第３図は、上記ＣＰＵ２０のアルゴリズム及び処理の一
例を示すフローチャートである。同図において、フロー
の第０段は角周波数ωの演算で、周期Ｔ（ｎ−１）から
ωを算出するが、ｎ−１１のときはｎ＝５として演算す
る。フローの第■段では、算出されたωが正弦波運転の
下限角周波数ωｍｉｎに達しているか否かを判断し、ω
ｍｉｎ以下の低速である場合はフロー第■段右方ヘジャ
ンプし、！２０°方形波運転を行う。第６図に示した波
形図において、速度が連続的に増加しているとすると、
パルス周期ＴｎはＴ。＞　Ｔ　＋　＞　Ｔ　ｖ・・・・
・・となり、各区間の平均速度をωｎ（ｎ＝０．］〜５
）とすると、ω。〈ω、〈ω、となる。ここでＴＩ区間
の位相角を考えると、Ｐ、時点でＴ。区間の平均速度ω
。が求められ、この値を用いて（２）式によりＴＩ区間
の位相角θが算出される。

パルスＰ、の点では、本来の位相角は１５０゜（５／６
・π）であるが、Ｔ１区間の実際の速度はω１であるた
め、位相角θ、が算出され、逆に減速時について考える
とω。〉ω、となり、（２）式で得られた位相角はθ、
＞　１５０°となって、誤差が生じている。このため、
パルス２７点における位相角の許容誤差を例えば±５°
と設定し、１０１１５０−≦５°であるならばＴ７区間
以後は（３）式及び（４）式により正弦波の運転を行い
、０、−１５０”ｌ＞５°であるならばＴ７区間以後は
１２０°方形波の運転を行う。各パルス点Ｐｎ（ｎ＝ｏ
、１〜５）毎に同様の判断が行われ（フローの第０段で
ｎ＋１＝６の場合はｎ＝０とする）、各パルス点で計算
上の位相角をｏｎとすると、誤差θｅはフローの第■段
で、 θｅ−θｎ　−（π／６　＋　（ｎ＋　１　）　π／３
）　　−・−（５）と演算され、フローの第■段では、
各パルス毎に許容誤差θｌｉｍの範囲内にあるかどうか
の判断が行われて、フローの左方に示す正弦波運転と右
方に示す１２０°方形波運転との分岐が、前記切換制御
手段２４から切換スイッチ２５及び２６へ指示される。

これにより、加減速時など回転数が連続的に変化する場
合でも、制御の円滑な切り換えが可能になる。

尚、モータの発生トルクはモータ電流の基本波実効値に
ほぼ比例するが、電流のピーク値をＩｐとすると、正弦
波時の基本波実効値１　ｓｉｎは、Ｉ　５ｉｎ−１ｐ／
Ｅ７＝　　０．７０７　１　ｐで、１２０°方形波時の
基本波実効値ＩｓＱは、ＩＳＱ　＝　ＥＩＩ　ｐ／π−
０，７８１ｐとなり、同一のＩｐに対して方形波がＩＯ
％程度大きく、当然トルクも大きくなる。制御上トルク
指令としては、正弦波電流を考えて電流のピーク値Ｉｐ
を指令しているので、１２０”方形波時には、フローの
第■段右方に示す如く、前記実効値演算手段２１で、 Ｉ　ｐ’　−（Ｔ”ｉ　　Ｉ　ｐ／π　　・・・・・・
（６）の補正を行う。

このように、本実施例によれば、従来１２０゜方形波電
流での制御に使用していた第５図に示す如き検出器で正
弦波電流による制御を可能とし、安価で簡単な構成でト
ルクリップルや高調波損失９ ０ を大幅に改善し、しかも起動時や低速時又は静止トルク
出力時、急激な速度変化時等には１２０゜方形波電流に
よる制御に切り換えて位相誤差に起因する応答性の低下
や不安定さを解決している。

Ｈ９発明の効果 以上、説明したとおり、本発明によれば、安価かつ簡単
な構成で正弦波電流による制御を可能とし、更に運転状
態によっては従来通りの１２０”方形波電流制御に切り
換えることも可能で、トルクリップルや高調波損失を大
幅に改善した直流ブラシレスモータの位置検出方法を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図は本発明の
別な一実施例の構成図、第３図は実施例処理のフローチ
ャート、第４図はモータ制御回路の構成図、第５図は位
置検出器の構造図、第６図はモータ制御回路の波形図で
ある。 １．４１・・・モータ、４２・・・モータ制御装置、３
゜２０・・・Ｃ，ＰＵ、４・・・Ｄ／Ａ変換器、５．４
５・・・加算器、６．４６・・・ＰＩアンプ、７，４８
・・・三角波発振器、８，４９・・・比較器、９・・・
ベース・ロジック、１０．５０・・・位置検出器、４３
・・・電流位相指令発生手段、４４・・・乗算器、４７
・・・反転アンプ。 外２名

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）モータ位置検出信号及び電流振幅指令信号により
   電流制御される直流ブラシレスモータの位置検出方法に
   おいて、 位置検出信号からπ／３毎のパルスを得、その周期から
   角周波数ωを算出し、前回のパルス周期より算出された
   角周波数に基づき、今回のパルス信号を始点とし、パル
   ス間の位相角を演算することにより、正弦波の電流指令
   を出力することを特徴とする直流ブラシレスモータの位
   置検出方法。
2. （２）π／３毎に発生するパルス信号に基づく所定の式
   でロータの実際位置と正弦波電流指令の位相との差を算
   出し、その差が許容範囲内であれば正弦波電流で制御し
   、許容範囲を越えた場合は方形波電流制御に切り換える
   ことを特徴とする請求項（１）に記載の直流ブラシレス
   モータの位置検出方法。
3. （３）正弦波電流制御から方形波制御に切り換える際に
   電流指令を所定の式で補正することにより　出力トルク
   を一定に保持することを特徴とする請求項（２）に記載
   の直流ブラシレスモータの位置検出方法。